INSTITUTO POLITÉCNICO NACIONAL


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1 INSTITUTO POLITÉCNICO NACIONAL ESCUELA SUPERIOR DE INGENIERÍA MECÁNICA Y ELÉCTRICA UNIDAD CULHUACAN TÉCNICAS DE GRABACIÓN Y REPRODUCCIÓN DEL SONIDO EQUIPO PERIFERICO T E S I N A QUE PARA OBTENER EL TITULO DE INGENIERO EN C O M U N I C A C I O N E S Y E L E C T R O N I C A PRESENTAN: ALVAREZ GALVÁN GERARDO DÍAZ ROMÁN ALBERTO ASESORES: ING. LUIS GERARDO HERNANDEZ SUCILLA ING. SERGIO VAZQUEZ GRANADOS MEXICO D. F. MARZO 2007

2 AGRADECIMIENTOS Este agradecimiento es para el ser más importante Dios por darme el tesoro más grande en la vida, mi familia A mis Padres: no tengo como agradecerles por estar siempre a mi lado cuando más los necesite y por darme lo más valioso la vida y su amor. Sin olvidar todos los esfuerzos y sacrificios que hicieron para poder realizar este sueño. A mi hermano: Le agradezco a la vida por que tú eres mi hermano, a ti te agradezco todo tu apoyo y todos tus conocimientos que me has brindado. A mi Abuelita: Gracias por todo el amor que siempre me diste. En mi vida nunca imagine que el destino tuviera para mi reservado una sorpresa que fuera capaz de cambiarme y de ayudarme a crecer día a día. Te agradezco lo que has hecho por mí, por estar siempre a mi lado. Gracias por tu amor y apoyo Bety. Gerardo Alvarez Galván 2

3 AGRADECIMIENTOS Gracias a DIOS Por permitirnos a mi familia y a mí, ser lo que somos, por permitirme llegar a este punto de mi vida siendo un triunfador, por poder compartir esta meta con mis seres queridos. Gracias Gracias a mi Madre Porque día a día te esfuerzas por darnos todo, porque gracias a ti soy lo que soy y he logrado tantas cosas con solo tu presencia, porque eres mi mayor motivación en la vida y porque eres la persona a la que mas amo en este planeta, de no ser por ti, hoy no estaríamos festejando mi titulación. Gracias Gracias a mis Hermanos José Carlos y Christian Por apoyarme, por aconsejarme, por compartir y disfrutar conmigo tantas cosas, por que son un ejemplo de superación. Gracias Gracias a Carlos Por su apoyo y sus consejos. Gracias Alberto Díaz Román 3

4 ÍNDICE INTRODUCCION...7 CAPITULO 1..8 COMPRESORES Y LIMITADORES..9 Introducción...9 Compresores de audio.9 Limitadores...21 PRINCIPIO DE FUNCIONAMIENTO...21 Principio de operación de los compresores y limitadores.21 Relación de compresión y expansión..22 Punto de operación, tiempo de ataque y recuperación.23 APLICACIONES ESPECIALES EN GRABACIÓN.24 Ejemplos de sonidos...25 CAPITULO 2 31 REDUCTORES DE RUIDO...32 Generalidades..32 Sistemas reductores de ruido 33 Sistemas no complementarios reductores de ruido..33 Sistema reductor de ruido DNL.33 Sistemas complementarios reductores de ruido 34 Los sistemas Dolby.34 El sistema Dolby tipo A..36 El sistema Dolby tipo B..49 El sistema Dolby tipo C..45 Reductor de ruido DBX...48 El sistema Telcom C-4 54 Reverberadotes 57 CAPITULO 3 58 CONCEPTO DE VARIACION DE TONO Y DE ECO 59 CARACTERISTICAS DE LA AUDICION.59 Umbrales de la audición.59 Tono de los sonidos 61 Niveles de los sonidos 64 Timbre de los sonidos.70 Timbre...70 Sonidos adicionales y diferenciales..72 Efectos de enmascaramiento 73 4

5 CAPITULO 4 78 ECUALIZADORES Y MEZCLADORES..79 Tipos de ecualizadores...79 Filtros pasa bajos y pasa altos..79 Filtro paso bajo pasivo 80 Filtro paso alta pasivo.82 Filtro paso banda pasivo 83 Filtro para banda pasivo.85 Ejemplo de ecualizador RC de alta y baja frecuencia...87 Filtros activos 87 Filtro activo paso bajo.87 Filtro activo paso alto..88 Filtro activo paso banda.89 Ecualizadores seleccionables 90 Ecualizadores gráficos 90 Curvas de respuesta de frecuencia de un ecualizador.98 Forma de ecualizar 100 Ecualizadores Shelving 100 Ecualizadores de barrido.100 Ecualizadores paramétricos 101 Ecualizadores semiparamétricos 102 Ecualizadores dinámicos.102 Mezclador Clases de mezcladores 103 Mezclador potenciometrico..103 Mezclador transistorizado 105 Mezclador con circuito integrado 106 CAPITULO AMPLIFICADORES DE POTENCIA..110 Etapa final simple..110 Amplificadores finales en contratase.111 Amplificador final en contrafase clase A 113 Eficiencia en el amplificador clase A con carga acoplada directamente 114 Eficiencia del amplificador clase A con carga acoplada con transformador 115 Amplificador final de contrafase clase B 116 Eficiencia del amplificador clase B.117 Amplificador en contrafase clase B con transistores complementarios Amplificador final en contrafase clase AB.119 Amplificador básico en contrafase clase AB con etapas de excitación 121 Amplificador clase C.122 Amplificadores clase D.122 Inversores de fase transistorizados 123 Amplificadores de potencia con transistores complementarios.124 Amplificador final con circuito integrado 126 5

6 Distorsiones en los amplificadores.127 Distorsión de amplitud armónica o no lineal.128 Distorsión de frecuencia Distorsión de fase..130 Distorsión de transitorios..131 Distorsión de intermodulación.132 Realimentación de amplificadores..132 Realimentación negativa de tensión..132 Realimentación negativa de intensidad.133 Coeficiente de realimentación.134 Características técnicas de los amplificadores.134 Potencia de salida (power)..135 Potencia continua (continuos power).135 Potencia musical (music power).135 Respuesta de frecuencia (frequency response)..136 Banda de potencia (power bandwidth)..136 Relación señal / ruido (signal to noice ratio).137 Nivel de entrada (input sensitibity).138 Impedancia de entrada (input impedance) 138 Nivel de saturación de cada entrada (overload voltage) 138 Nivel de salida (output voltage) Margen de actuación de los controles de graves y agudos Características de actuación del compensador (loudness contour).140 Actuación de los filtros (filtres cut)..140 Distorsión armónica total (THD)..140 Distorsión de intermodulación (intermodulation distortion).141 Distorsión de intermodulación transitoria (TID) 141 Impedancia de salida (output impedance) Factor de amortiguamiento (camping factor) 142 Tiempo de subida (rising time) 143 Slew rate.143 Separación entre canales y diafonía (channel separation) 144 CONCLUSIONES.145 BIBLIOGRAFÍA.146 6

7 INTRODUCCIÓN La acústica es una ciencia que trata la formación y propagación del sonido. En la actualidad la acústica ha adquirido gran importancia en las últimas décadas, principalmente en las cabinas de grabación o reproducción y en estudios acústicos. El propósito de las cabinas de grabación y de los estudios acústicos es el de crear un ambiente libre de ruido, asegurando con esto una grabación de alta calidad y claro libre de cualquier ruido ambiental. La finalidad del trabajo es presentar en forma clara y sistemática los fundamentos teóricos de los equipos periféricos. Los equipos periféricos tienen como misión el amplificar o atenuar la ganancia de una señal, sin que en ella exista una variación o distorsión de la señal original, por lo que se dice que la función de los equipos periféricos es de aumentar lo más posible la relación señal a ruido. Esto es posible gracias a los siguientes dispositivos: amplificadores, ecualizadores, reductores de ruido, compresores y limitadores. Otro propósito del trabajo es dar a conocer los métodos que se pueden utilizar para poder eliminar un ruido dentro de una grabación o reproducción. Así como dar a conocer las consecuencias de un ruido de fondo y lo que provoca dentro de una grabación o reproducción, hasta un ruido excesivo y de los daños que provoca en una grabación y en el oído humano. Es necesario dar a conocer a las personas la importancia que tienen cada uno de los equipos periféricos para mejorar la calidad de transmisión del sonido. Así como dar a conocer los sistemas con los que contamos para poder eliminar un ruido o para poder mejorar la calidad del sonido. 7

8 CAPITULO 1 COMPRESORES Y LIMITADORES 8

9 COMPRESORES Y LIMITADORES Introducción. Nos referiremos ahora a un tipo de procesadores de señal que actúan modificando el rango dinámico de la señal. Recordemos que el rango dinámico es la diferencia en db entre el máximo nivel y el mínimo nivel de una señal. Hay varias situaciones en las que es necesario reducir el rango dinámico, siendo probablemente la mas representativa aquella en la que la señal debe atravesar otro procesador cuya relación señal/ruido es menor que el rango dinámico original. Enfoquemos más de cerca las vinculaciones entre los niveles de la señal del ruido, y el rango dinámico. Supongamos un amplificador cuya tensión de entrada máxima (tensión después de la cual comienza a saturar) es de 2V, y cuya tensión de ruido (referida a la entrada) es de 0.1mV. Esto implica unos niveles de tensión en dbv dados por de modo que N maximo = 20 log 10 (2V / 1V) = 6dBV N ruido = 20 log 10 (0.0001V / 1V) = -80dBV S / N = N señal N ruido = 6 (-80) = 86dB Supongamos ahora que disponemos de una señal cuyos valores máximo y mínimo son respectivamente 22V y 0.2mV. Los niveles de tensión en dbv son N señal max = 20 log 10 (22V / 1V) = 27dBV N señal min = 20 log 10 (0.0002V / 1V) = -74dBV lo cual implica un rango dinámico de 27 (-74) = 101dB Por un lado observamos que el nivel máximo de la señal (27dBV) supera al nivel máximo del amplificador (6dBV). Por otro lado, el nivel mínimo de señal (-74dBV) es algo mayor que el nivel de ruido del amplificador (-80dBV). Sin recurrir a procesadores dinámicos, la única manera medianamente aceptable de atacar el problema seria atenuar la señal en 21dB, con lo cual el nivel máximo se acomodaría al nivel máximo del amplificador (6dBV), y el nivel mínimo pasaría a ser 95dBV, es decir 15dB por debajo del nivel de ruido del amplificador. Esto implica, lisa y llanamente, que se perderían los 15dB más débiles de la señal. Compresores de audio Esta situación puede manejarse mucho mejor con un compresor de audio, procesador capaz de reducir el rango dinámico de la señal, cuyo diagrama de bloques simplificado se muestra en la figura 1. La clave del funcionamiento del compresor esta en un 9

10 dispositivo denominado amplificador controlado (VCA), que posee una entrada auxiliar por medio de la cual se le puede variar la ganancia. Figura 1. Diagrama de bloques simplificado de un compresor de audio El compresor opera de la siguiente forma. En primer lugar, un detector de nivel esta continuamente verificando si la señal de entrada supera o no cierto nivel denominado umbral. Si el umbral no se supera, el VCA tiene ganancia 1, por lo tanto la señal no experimenta alteraciones. Si, en cambio, se supera el umbral, el VCA reducirá su ganancia de tal modo que el excedente de nivel de entrada se reduzca a la salida en una proporción llamada relación de compresión. Así, si la relación de compresión es 2:1 un exceso de 10dB respecto al umbral se transformara en un exceso de solo 5dB. El funcionamiento es equivalente al de un operador humano que acciona el control de volumen cuando el nivel sonoro sube demasiado. El nivel de umbral y la relación de compresión son parámetros ajustables por el usuario y definen la forma en que actuara el compresor de acuerdo con lo indicado en la figura 2. 10

11 Figura 2. Efecto de las diversas relaciones de compresión sobre la operación del compresor. Vamos a ilustrar la operación del compresor utilizando los datos del ejemplo anterior. Para ello supondremos primero que adoptamos un umbral de 6 dbv (es decir, 0.5V) y una relación de compresión de 3:1. Dado que el umbral es 6dBV y el nivel máximo de la señal de entrada era 27dBV, el exceso de nivel a la entrada resulta ser 27 (-6) = 33dB Este exceso quedara dividido por la relación de compresión, en este caso 3:1, por lo cual el exceso de nivel a la salida (respecto al umbral) será de solo El nivel máximo a la salida será, entonces 33 / 3 = 11dB N max = = 5dBV Este valor es menor que el máximo que tolera el amplificador a la entrada sin saturar (6dBV), por lo cual el problema ha quedado resuelto (ver figura 3). Analicemos ahora el resultado obtenido. Las señales de nivel menor que 6 dbv (el umbral) no sufren alteración ninguna, ya que la ganancia del VCA es 0 db (es decir 1, ya que 20 log 1 = 0). Las señales que superan dicho valor comienzan a ser atenuadas. Por ejemplo, una señal de entrada de 3dBV producirá a la salida una señal de 6 + {[3 ( 6)] / 3}= 3dBV 11

12 Figura 3. Efecto de una compresión 3:1 realizada sobre una señal de entrada que llega como máximo a 27dBV. y por lo tanto la ganancia en db será N salida N entrada = 3 3 = 6dB que corresponde a una ganancia de 0.5 (es decir, una atenuación). Similarmente, una señal de máximo nivel de entrada (es decir de 27dBV)producirá, como ya vimos, una salida de 5dBV, por lo cual su ganancia en db será 5 27 = 22dB, correspondiente a Esto muestra como actúa el compresor: una vez superado el umbral, la ganancia se va reduciendo paulatinamente conforme aumenta la señal. Ahora bien cuál es el efecto auditivo de la compresión? Evidentemente, tiende a aplanar los planos dinámicos. Así, si la señal musical original cambiaba de un mezzoforte a un triple fortissimo, luego de la compresión el aumento de intensidad será menor, por ejemplo de un mezzoforte a apenas un forte. Esto restará interés a la interpretación de determinados tipos de música en la cual los contrastes dinámicos tienen gran importancia expresiva, como la música clásica y la música contemporánea, y en cambio tendrá un efecto menos perjudicial en aquellos tipos de música que, como el rock, no dependen esencialmente de los contrastes para la expresión. Veamos ahora un segundo ejemplo sobre la misma señal y el mismo amplificador. Supondremos ahora que por el tipo de música una compresión 3:1 no ha resultado satisfactoria. Nos preguntamos entonces cual debe ser el nuevo umbral para resolver el problema utilizando una relación de compresión de solo 2:1. Para determinarlo, llamémoslo U. Entonces U debe satisfacer la relación siguiente: [(27 U) / 2] + U 6dBV 12

13 (ya que el máximo nivel admisible a la entrada es 6dBV), que se resuelve como U 6 x 2 27 = 15dBV Efectivamente, la máxima señal de entrada excede en 27 ( 15) = 42dB al umbral, por lo que la señal de salida lo excederá en 42/2 = 21dB, que sumando al umbral propuesto da 21 + ( 15) = 6 dbv, por lo cual la máxima entrada del amplificador no es superada. El cálculo anterior puede generalizarse. Si se reconoce el nivel máximo de entrada N max.ent. la relación de compresión RC, y el nivel máximo de salida del compresor N max.sal. entonces el umbral U puede obtenerse como U = N max.sal.. RC N max.ent. RC 1 En el análisis previo habíamos supuesto que el compresor recibía diversos niveles aislados de señal de entrada, sin preocuparnos acerca de la transición entre dichos niveles. Nos preguntamos ahora que sucede si una señal comienza con un nivel N 1 menor que el umbral y en determinado instante pasa a tener un nivel N 2 mayor que el umbral. En principio podríamos pensar que el compresor reacciona instantáneamente, bajando la ganancia al nuevo valor requerido. Hay, sin embargo, dos razones por las cuales esto no sucede. En primer lugar, el detector de nivel del compresor (ver figura 1) requiere al menos un ciclo para reconocer cual es el nivel de la señal, de lo contrario la operación del VCA provocara una distorsión de la onda. En efecto, si la ganancia varia demasiado rápido, es decir si varia dentro de un mismo ciclo, el resultado es una señal en la cual, por ejemplo, los valores mas grandes son amplificados menos que los pequeños, lo cual deforma la onda (figura 4) introduciendo distorsión. Figura 4. Una compresión demasiado rápida provoca una deformación que distorsiona la onda. 13

14 En segundo lugar, una variación de ganancia demasiado rápida produce un efecto auditivo claramente perceptible, debido a la brusca variación del nivel de ruido de fondo. En condiciones normales dicho ruido pasa desapercibido, pero cuando su nivel cambia bruscamente se vuelve más notorio. La variación de la reverberación asociada al ambiente acústico en que se grabo el material también delata el cambio brusco de ganancia. Por estas razones los compresores incorporan cambios graduales de la ganancia, mediante el agregado de una envolvente con dos intervalos de transición: uno inicial, denominado ataque (attack), y uno final denominado relevo (release), como se indica en la figura 5. En la figura 6 se muestra un diagrama de bloques mas completo de un compresor, incorporando la generación de envolvente y los parámetros normalmente ajustables por el usuario. Figura 5. Efecto de la envolvente en un compresor de audio. La compresión correspondiente al exceso de nivel de entrada se alcanza luego de un tiempo de ataque. Análogamente, la descompresión se alcanza después de un tiempo de relevo. 14

15 Figura 6. Diagrama de bloques mas detallado de un compresor de audio, en el cual se observan algunos de los controles accesibles al usuario. En la figura 7 se presenta un ejemplo en cual se pone en evidencia el efecto a nivel de la forma de onda de una compresión. Cuando la señal de entrada sube por encima del umbral se desencadena la envolvente de ataque. Inicialmente la señal sube bruscamente porque la ganancia todavía no cambio. Luego la ganancia decae hasta el valor correspondiente ya estudiado (definido por el umbral y la relación de compresión). Este proceso demora un tiempo denominado tiempo de ataque, T A. Cuando la señal de entrada vuelve a su nivel original, inicialmente la ganancia sigue baja por efecto de la compresión. Luego vuelve a aumentar hasta el valor 1 correspondiente a una señal por debajo del umbral, demorando para ello un tiempo denominado tiempo de relevo, T R. 15

16 Figura 7. Efecto de la compresión a nivel de la forma de onda temporal. Podría objetarse que el aumento inicial de la señal atenta contra el objeto de la compresión, ya que durante parte del tiempo de ataque el nivel de salida supera el requerido, provocando una posible distorsión. Sucede que una distorsión durante un tiempo muy corto es menos perjudicial como efecto auditivo que una compresión demasiado brusca. Tanto el tiempo de ataque como el de relevo deben ajustarse al tipo de señal. Por ejemplo, una señal con una ataque muy corto, deberá ser comprimida rápidamente, de lo contrario la distorsión por exceso de nivel comenzaría a notarse. Sin embargo, 16

17 cuando aparecen un instrumento grave y otro agudo simultáneamente de tal modo que el grave tiene un nivel importante, una compresión con tiempo de ataque demasiado corto puede hacer desaparecer virtualmente el instrumento agudo, por lo cual será conveniente aumentar algo el tiempo de ataque. El tiempo de relevo o recuperación es normalmente mayor que el de ataque, debido a que en general los sonidos se extinguen más lentamente que lo que se inician, y además existe una prolongación natural debida a la reverberación. El rango normal de tiempo de ataque va de 0.1 ms a 200 ms, y el de tiempo de relevo de 50 ms a 2 ó 3 seg. En algunos compresores existe también un tiempo de sostén (hold), que consiste en un retardo entre el instante en que el nivel deja de superar al umbral y el instante en que comienza el relevo (figura 8). Figura 8. Envolvente de compresión que incluye un tiempo de sostén (T H ) entre el descenso de la señal de entrada por debajo del umbral y el comienzo del periodo de relevo. El objetivo de este retardo es evitar distorsiones en las señales de baja frecuencia. Tomemos como ejemplo una señal de 20 Hz. (cuyo periodo es de 50 ms). Si su nivel es mayor que el umbral, actuara el compresor, pero cuando el valor instantáneo de la señal baje por debajo del umbral, comenzara el periodo de relevo, en el cual la ganancia aumenta. Para señales de frecuencias más altas (periodo muy corto), el aumento de ganancia demorará muchos ciclos, y por lo tanto la variación de ganancia dentro de cada ciclo será imperceptible. Pero siendo en este caso el periodo tan largo, dentro de un mismo ciclo habrá una variación apreciable de ganancia, lo cual implica una distorsión. El tiempo de sostén impide que comience la recuperación de ganancia antes de que termine el ciclo. De esta manera se asegura que el proceso de recuperación comience cuando el nivel de la señal (y no su valor instantáneo) vuelve a estar por debajo del umbral. 17

18 En este sentido, es importante reconocer la diferencia entre nivel y valor instantáneo de una señal. El valor instantáneo es el valor que va tomando la señal en instantes sucesivos. El nivel, en cambio, es una propiedad global de la señal, no asociable a un instante sino a todo un ciclo. En realidad hay varias formas de interpretar el nivel, de las cuales dos son las más utilizadas: el valor pico (peak) y el valor eficaz (RMS). En muchos compresores están disponibles ambas formas (seleccionables mediante una llave). El valor pico es el máximo valor que alcanza la señal dentro de un periodo de la señal, mientras que el valor eficaz esta relacionado con la potencia que tiene la señal. No son lo mismo porque una señal que tiene un gran valor de pico pero durante un tiempo muy pequeño, tiene muy poca potencia, y por lo tanto un valor eficaz pequeño. Por ejemplo, en una onda cuadrada, el valor eficaz es igual al valor de pico, pero en una onda senoidal el valor eficaz es solo veces el valor de pico. En la Tabla 1 se da la relación entre el valor eficaz y el valor de pico para algunas formas de onda. Tabla 1. Relación entre el valor eficaz y el valor de pico de varias ondas ONDA Cuadrada Senoidal Triangular Pulsos de 1 ms cada 10 ms Pulsos de 0.1 ms cada 10 ms VALOR EFICAZ Valor de pico x Valor de pico x Valor de pico x Valor de pico x Valor de pico Esto es importante para determinar que tipo de nivel (RMS o pico) conviene seleccionar en cada caso. En abstracto, es preferible controlar la compresión con el valor eficaz, ya que da resultados más naturales. Sin embargo, para algunas ondas (como las dos ultimas de la Tabla 1) el valor de pico resulta ser mucho mayor que el valor eficaz, por lo tanto comprimir basándose en el valor eficaz puede significar una de dos cosas: que la compresión no alcance para evitar la saturación o recorte de los picos y sea por lo tanto inefectiva), o bien que el umbral deba ubicarse demasiado abajo aplanando severamente la dinámica de toda la señal (y no solo de las porciones con los altos y estrechos). En estos casos es preferible apelar a la compresión basada en el nivel de pico. En la practica, dado que obviamente es muy difícil disponer de un osciloscopio o de un medidor de valor eficaz y otro de pico para determinar teóricamente que es lo que mas conviene, los pasos a seguir serian realizar primero varias pruebas comprimiendo sobre la base del valor eficaz, y si los resultados acusan niveles de distorsión apreciables, comprimir sobre la base del valor pico. Los compresores permiten acceder exteriormente a la entrada de control, denominada cadena lateral (side chain) mediante un conector de inserción (ver conector de envío y de retorno en el diagrama de la figura 6. Esto permite varias aplicaciones interesantes. Por ejemplo, puede controlarse la compresión de una señal por medio de otra. Por ejemplo, podría comprimirse una banda u orquesta en el momento en que aparece un instrumento o voz solista, controlando la cadena lateral con la señal procedente del solista. Esta técnica, denominada en ingles ducking, tendría como efecto una reducción de la sonoridad del conjunto acompañante cuando interviene el solista. también es posible intercalar otros procesadores en el camino de la señal procesada en lugar de la 18

19 original. Un ejemplo bastante común es utilizar un ecualizador. Supongamos por ejemplo que bajamos todos los controles por debajo de 2KHz. Entonces ante una baja frecuencia de nivel alto no habrá compresión, pero si ante una lata frecuencia. Esta disposición se usa como dispositivo antisibilante (de-esser), para reducir el exceso de eses frente al micrófono, dado que estas contienen frecuencias superiores a los 2KHz. Un efecto de las misma familia se logra comprimiendo a partir del exceso de baja frecuencia, obteniéndose un antipop (dispositivo que elimina los soplos contra el micrófono). Además de los controles ya comentados, los compresores poseen un control de ganancia de entrada o de salida (o ambos). Esto es necesario a efectos de acomodar el nivel de señal a valores estándar y mejorar por lo tanto la relación señal/ruido. Para verlo, consideremos el caso del ejemplo anterior, en cual el nivel máximo de la entrada era de 27dBV, un valor que resulta demasiado alto para un compresor típico. Esto es el resultado de una ganancia excesiva a lo largo del trayecto de la señal entre la fuente y la salida de la consola. Si reducimos dicha ganancia de manera de tener, por ejemplo, una señal máxima de 4dBV (es decir una reducción de ganancia de 27 4 = 23dB). La señal mínima resulta de = 97dBV, que está 17dB por debajo de los 80dBV del ruido del amplificador. Al aplicar el compresor con el umbral anterior ( 15dBV) no se obtendrá ninguna mejora en las señales débiles, y por lo tanto se perderán bajo el ruido del amplificador los 17dB más débiles de la señal. Pero si en vez de utilizar un umbral de 15 dbv utilizamos uno de 15 23= 38dB (es decir, reducimos el umbral en la misma proporción en que habíamos reducido la ganancia), el máximo nivel a la salida del compresor será 4 ( 38) N max. sal. = + ( 38) = 17dBV 2 Ahora podemos agregar, por medio del control de ganancia de salida del compresor, una ganancia de 23dB con lo cual el máximo nivel de salida resulta N max. sal. con 23db de ganancia = = 6dBV El resultado ha sido igual al anterior, es decir aplicamos como máximo 6dBV al amplificador, lo cual esta de acuerdo con sus especificaciones. Repasemos lo que hemos hecho: dado que la señal máxima de entrada al compresor era demasiado alta para éste (con el peligro de saturarlo), bajamos en 23dB la ganancia de las etapas previas, y junto con esta bajamos también en 23dB el umbral obtenido anteriormente. Finalmente, restituimos el nivel de la señal (reducido por la compresión) agregando una ganancia de 23dB. Una variante del compresor analizado hasta el momento lo constituyen algunos compresores en los que la transición entre la señal no comprimida y la comprimida no se produce en forma brusca a partir del umbral, sino que la compresión varia gradualmente desde 1:1 hasta el valor seleccionado (ver figura 9). Este tipo de 19

20 compresión se conoce como soft knee (codo gradual), y provee un sonido algo mas natural. Para brindar al operador más información sobre qué esta sucediendo con la señal, los compresores suelen tener indicadores de barra del tipo de los vúmetros a LED que muestran la reducción de ganancia en un determinado instante, y los niveles de entrada y salida. También se proporciona un interruptor de bypass que elimina la acción del compresor conectando en forma directa la entrada con la salida. La finalidad de esto es permitir al operador comparar la señal natural con la comprimida. Figura 9. Curva de compresión de un compresor de tipo soft knee. Los compresores estereofónicos suelen tener dos modos de operación. En el primero, cada canal funciona independientemente del otro, en la forma ya explicada. Es ideal para comprimir señales independientes, antes de la mezcla final. En el segundo, la compresión se realiza en forma simultánea e idéntica en ambos canales, a partir de la señal más alta entre las dos entradas. Esta modalidad se utiliza para señales estéreo propiamente dichas, en las cuales la compresión independiente de ambos canales podría redundar no sólo en una alteración de la dinámica, sino también en una severa distorsión de la imagen estereofónica. Esto podría suceder en un caso en que hubiera dos instrumentos en escena, por ejemplo un contrabajo del lado derecho tocando forte, y una flauta al centro tocando piano. El bajo ocupara principalmente el canal derecho, mientras que la flauta, por estar al centro, aparecerá en ambos canales con nivel similar. Si se comprimieran independientemente, el canal derecho quedaría comprimido y el izquierdo no. Dado que la compresión afecta a toda la señal del canal derecho, la flauta se atenuaría en el canal derecho y no en el izquierdo, y aparecería por lo tanto desplazada espacialmente hacia la izquierda. 20

21 Limitadores Hemos visto que es posible seleccionar la relación de compresión. El sonido más natural se logra con los valores más bajos. Sin embargo, los compresores permiten relaciones de compresión muy altas, por ejemplo 20:1 ó aun :1. Un compresor que comprime con una relación :1 se denomina limitador, ya que su función pasa a ser la de limitar el crecimiento de la señal de tal modo que no supere el umbral (ver figura 2). No debe confundirse un limitador con un recortador. Un recortador recorta la onda, exactamente del mismo modo que lo haría un amplificador que satura, provocando una severa distorsión en la señal. Un limitador, en cambio, no deforma la onda, sino que reduce la ganancia de manera de llevar el nivel de señal a un valor constante, igual al umbral. Si bien la onda no se distorsiona, si se produce una distorsión en las relaciones dinámicas de la música, restringiendo, una vez superado el umbral, las posibilidades expresivas. Por ejemplo, puede suceder que un percusionista, al acercarse al clímax de una pieza musical, toque cada vez más forte; pero al superar el umbral, pese a sus denodados esfuerzos, el nivel no experimentara nuevos incrementos. Esto resta interés a la música, por lo cual en general la limitación no es recomendable; se utiliza como recurso de emergencia, y solo en aquellos casos en los que no es admisible superar un determinado nivel. Un ejemplo es el de las emisoras de frecuencia modulada (FM), en las cuales por ley esta prohibido enviar al aire frecuencias más allá de ± 75KHz de la frecuencia de la emisora. Como en FM la amplitud se codifica como desviación de frecuencia, una mayor amplitud implica una mayor desviación de frecuencia, con el peligro de invadir la banda asignada a la emisora vecina en el dial. En este caso, el limitador actúa como recurso extremo para no entrar en la ilegalidad. PRINCIPIO DE FUNCIONAMIENTO. Principio de operación de los compresores y limitadores. Una de las tareas mas importantes que debe realizar el operador de audio durante una grabación, es la de mantener el nivel de salida de la consola, dentro de determinados limites. Si la señal es muy pequeña, deberá aumentar la ganancia del canal correspondiente para que no quede enmascarada por el ruido de fondo; por el contrario, si la señal es muy grande, deberá reducir la intensidad de la señal para evitar que salga de la región lineal de la característica de transferencia y resulte distorsionada. Para lograr satisfactoriamente lo anterior, normalmente, se realizan varios ensayos a fin de conocer de antemano las posiciones correctas de los controles en cada uno de los pasajes de la grabación, pero hay ocasiones en que no es posible realizar ensayos previos, o que, los cambios son tan rápidos que el operador no tiene tiempo de hacer los ajustes correspondientes. La característica de transferencia de un amplificador unitario, en la parte lineal, es una recta con pendiente de 45º si las escalas de los ejes son iguales (figura 10). Incrementar la ganancia significa mover paralelamente la línea hacia la izquierda, en tanto que reducirla es equivalente a mover la línea hacia la derecha. En ambos casos, la pendiente no cambia, tampoco cambia la ganancia. 21

22 Figura 10. Característica de transferencia de un amplificador lineal. Con el propósito de facilitar la labor del operador, cuando se encuentran señales con cambios de extrema rapidez, se han desarrollado circuitos especiales que cambian la característica de transferencia, cuando la señal alcanza un valor determinado, modificando su pendiente que representa su ganancia. Relación de compresión y expansión. Esta modificación puede tener diferentes valores como se ve en la figura 11, en donde se muestran varias pendientes a partir de un punto determinado, lo cual significa que la relación de transferencia deja de ser lineal y 2dB de entrada entregan solo 1dB a la salida, 4dB entregan 2dB y así sucesivamente (línea 2:1); 4dB entregan 1dB, 8dB entregan 2dB y así sucesivamente (línea 4:1); la línea marcada 10:1 tiene consecuentemente la relación indicada. Esta condición se llama relación de compresión (compression ratio) y al punto en donde cambia la pendiente se le conoce como punto de operación (operation point), los dos valores, relación de compresión y punto de operación, pueden escogerse a voluntad. Figura 11. Característica de un compresor 22

23 Cuando la señal es de bajo nivel, es decir, cuando no se alcanza el punto de operación, la relación de transferencia es lineal, pero cuando sobrepasa el valor escogido como punto de operación, el valor de la ganancia decrece, tal como sucede cuando el operador de sonido reduce la ganancia del canal correspondiente. Cuando el valor de la señal decrece, la ganancia recobra su valor original. De esta manera se logra mantener continuamente valores altos en la señal de programa. Punto de operación, tiempo de ataque y recuperación. Para lograr una operación lo mas parecido a las condiciones utilizadas por el operador, se han incorporado dos circuitos mas que se conocen como: tiempo de ataque (atack time) y tiempo de recuperación (recovery time). El tiempo de ataque representa el intervalo entre la aplicación de la señal con valor elevado y la operación del compresor. Este tiempo no debe ser muy corto, ya que entonces se perdería el efecto subjetivo, por lo que se utilizan valores de decimos de segundo; en cambio, el tiempo de recuperación puede ser muy breve, ya que la señal por si sola ha bajado de valor. La figura 12, muestra las partes más importantes en la operación de un compresor: un amplificador de entrada, un FET, un amplificador de control, un rectificador y un amplificador de salida. El amplificador de entrada proporciona 2 salidas, una de las cuales alimenta al FET, y la otra, al amplificador de control, la salida del cual, después de rectificarse, se aplica a la compuerta del FET para controlar el paso de la señal. De este modo, si la salida del amplificador de controles grande, la reducción en el paso por el FET será alta, logrando así el control deseado. Los tiempos de carga y descarga de los condensadores asociados proporcionan los tiempos de recuperación requeridos. Figura 12. Diagrama simplificado de un compresor. Si la reducción de ganancia es sumamente grande, en teoría infinito a uno, se dice que se trata de un limitador ya que la señal no pasara de un valor prefijado, desde luego, sin cambiar la forma de onda de la señal. Si se disponen los elementos de tal manera que en lugar de reducción de ganancia se obtenga un incremento en la ganancia, se dice que se tiene un expansor que permitirá obtener los mismos valores que se utilizaron en la compresión. La figura 13, muestra las curvas de transferencia de dicha unidad. En teoría, una señal comprimida, que altero su dinámica, puede recuperar los valores originales si se hace pasar por un expansor que tenga el mismo punto de operación, los mismos tiempos de ataque y recuperación y una relación de expansión reciproca de la compresión utilizada. Desafortunadamente estos valores nunca pudieron ser normalizados y no hay forma de saber como se utilizo 23

24 el compresor al grabar, para fijar los valores correspondientes del expansor al reproducir. Figura 13. Característica de transferencia de un expansor. El compresor se utiliza ampliamente en la industria de la radio-difusión, así como también en la fabricación de los discos analógicos y su principio de operación ha servido para el desarrollo de los sistemas reductores de ruido como Dolby y DBX entre otros. Debe tenerse presente que el compresor es un auxiliar y no un sustituto del operador, por lo que su acción no debe ser demasiado severa. Si el punto de operación se fija demasiado bajo, se tendrán efectivamente valores siempre iguales de la señal y un valor muy cercano a 0VU, pero se perderá la dinámica de la señal y se tendrá un incremento en el ruido de fondo, ya que en los pasajes de baja intensidad, el compresor tratara de llevar la señal al nivel de operación haciendo mas notorio el ruido de fondo. Se recomienda tener compresiones que reduzcan los niveles cuando mucho en 6dB, excepto para aplicaciones especiales. APLICACIONES ESPECIALES EN GRABACIÓN. Son un medio para controlar el sonido disidente o los elementos luminosos para enriquecer el espectro utilizado. Los compresores y limitadores se pueden utilizar para incrementar el nivel total del programa y por lo tanto mejorar la relación señal/ruido, así como también como un elemento creativo para el proceso de las señales. Las implicaciones positivas de lo que se ha mencionado es que no hay sustituto para la experiencia. Las implicaciones negativas en el mundo artístico es que los errores son de la mayor importancia en la creación de sonidos y técnicas únicas. Como con cualquier herramienta creativa, es el usuario quien determina la aplicación y el empleo de un dispositivo de proceso. 24

25 Los principales parámetros de control de la compresión y limitación son picos y promedios (RMS), la correspondencia con las indicaciones de los medidores de picos y VU es más o menos paralela. Un dispositivo de valores medios, responde al valor medio de la señal, como el oído humano y los vúmetros y por lo tanto sigue la potencia total más que los valores pico. El resultado es una respuesta característica suave. Un limitador que responda a los valores pico, por otro lado, esta diseñado para seguir precisamente los valores picos del programa de audio en forma similar a un medidor PPM; tiene, una respuesta mucho mas rápida y por lo tanto puede seguir valores abruptos. Debido a que muchos de los actuales compresores/limitadores más populares no ofrecen tiempos de ataque y recuperación variables, a menudo se utilizan diferentes dispositivos de acuerdo con la naturaleza del sonido que se quiere controlar. Ejemplos de sonidos Comprimiendo el bombo (bass drum) de 1 a 3dB ó mas durante la regrabación y utilizando una relación de compresión entre 2:1 y 4:1 se logra ese sonido popping ó clicking que se escucha en muchos sencillos, sin necesidad de utilizar una cantidad exagerada de ecualización en altas frecuencias. Si se utiliza un compresor de promedio con un tiempo de ataque lento, se captaran los primeros transitorios de la envolvente de la señal antes de que el compresor reduzca el nivel que rebasa el umbral de operación. El resultado es un sonido con un fuerte ataque pero sin un nivel excesivo que resulta al ecualizar demasiado el sonido del bombo. Una variación sobre este tema consiste en multiplicar el bombo. Si se conserva en su forma original la primera señal para el golpe y se comprime la señal paralela para el golpe seco, se pueden mezclar las dos señales para obtener potencia y sequedad. Utilizando un tiempo de ataque muy rápido se puede comprimir también el filo inicial de la envolvente creando un efecto de bombo único pero sin mucha energía. Los tambores (snare drums) pueden procesarse en forma similar. Multiplicando y comprimiendo fuertemente los tambores y con un tiempo de recuperación lento, se puede prolongar el sonido en cierto grado, debido a la acción de bombeo de la recuperación del compresor. Se puede crear un sonido altamente procesado agregando una ecualización fuerte en el canal comprimido. El pandero (tambourine) y algunos otros instrumentos percusivos metálicos cuyo sonido tiene picos transitorios muy altos, pueden causar sobremodulacion en los circuitos electrónicos y saturación en la cinta magnética. Esto puede prevenirse con un compresor de picos con un tiempo de ataque muy rápido y una relación de compresión entre 8:1 y 20:1, ya que esto, ayuda a moderar el pico excesivo de entrada de la envolvente. Los instrumentos percusivos (percussive instruments) que se tocan con baquetas o con diferentes tipos de martillos de madera o de metal, (entre los que se incluye la 25

26 marimba, el vibráfono, los tambores metálicos, el glockenspiel, las campanas tubulares, el triángulo, el cencerro y el tímpano) suelen producir transitorios y sobretonos muy intensos. De hecho, los sobretonos de ciertas notas pueden ser tan intensos como la frecuencia primaria y por lo tanto, se crean variaciones fuertes en el nivel de las notas. Con estos instrumentos debe emplearse una técnica cuidadosa de mezclado y es preferible grabar a bajo nivel que utilizar compresores y limitadores debido a la naturaleza aguda de sus altas frecuencias y a que producen una diafonía muy fuerte entre canales adyacentes de las grabadoras analógicas. Con instrumentos de frecuencias medias y bajas, la situación es muy diferente, ya que no se interfieren tanto con los canales adyacentes como los instrumentos con altas frecuencias y sin embargo, retienen los armónicos fuertes de los sobretonos. Como resultado, se requiere emplear algún tipo de compresión con ataque relativamente rápido y tiempo de recuperación moderado para emparejar la indicación del VU entre distintas notas. Los instrumentos de baja frecuencia como el bajo eléctrico (electric bass) a menudo requieren renivelarse por diferentes razones incluyendo el tipo de transductor (pickup), la respuesta en frecuencia o posiblemente debido a la forma en que lo utiliza el músico. Ciertas notas tienden a salirse del límite de audibilidad y deben ser controladas. La discrepancia entre niveles de ciertas notas pueden ser causa de otro problema que se vuelve más notorio cuando se observan dichos niveles en el Vumetro. Si se comprime el sonido entre 4 ó 5dB con una relación entre 2:1 ó 4:1 se pueden asegurar niveles adecuados en la cinta. Si se utiliza un tiempo de ataque demasiado rápido del compresor, la envolvente inicial de la nota puede afectarse adversamente, causando un sonido flojo y sin fuerza. Si se utiliza un tiempo de recuperación rápido puede presentarse otro problema en los sonidos de baja frecuencia. Reduciendo el tiempo de recuperación se asegura que el compresor no interaccione entre los ciclos largos de baja frecuencia o que modifican el final de la envolvente. Muchos de los problemas anteriores se agudizan cuando se graba un bajo acústico (acoustic bass) debido a las características acústicas del instrumento y a las condiciones de grabación. El bajo sintetizado (synthesizer bass) también puede crear muchos problemas de nivel, algunos de los cuales pueden reducirse utilizando relaciones de compresor bajas. Entre mas corta sea, la secuencia de los sonidos del bajo sintético (synth bass) mayor debe ser la cantidad de compresión seguido por una fuerte expansión para forzar la envolvente sonora a través de la compuerta de ruido, creando así un sonido apretado en expansión. Los sintetizadores (synthesizers) parecen necesitar cierta cantidad de compresión ya que no son sonidos naturales y deben ser tratados cuidadosamente para conservar sus características sonoras. En muchos casos, un proceso radical puede ayudar a hacer el sonido más real. Las partes de corno sintético (syntetized horn), por ejemplo, pueden enriquecerse grandemente por una compresión de promedio en una relación entre 1.5:1 26

27 y 4:1 de 5 a 8dBs o más, dependiendo de las características del compresor usado. Se puede lograr un sonido mas denso y grueso si el compresor afecta efectivamente los sobretonos sintetizados poniéndolos mas juntos. Los sonidos percusivos sintetizados (percussive syntethizer) a menudo contienen muchos picos que pueden controlarse de diferentes maneras. Para el control de nivel se utilizan relaciones de limitadores de 8:1 o mayores en el dispositivo de los picos para controlar las variaciones de nivel sin afectar el contenido de bajo nivel del material. Otra posibilidad es comprimir el sonido en relaciones moderadas para reducir los niveles de las partes bajas y altas de la señal. Otra vez, la técnica depende de la forma específica en que fueron creados los sonidos, debido a que estamos tratando con sonidos sintéticos. Con muestreadores y teclados muestreadores (samplers and samplig key-board), particularmente con los de 16 bits, se presenta el problema de definir cual es realmente el punto importante cuando el sonido se compara con el proceso de grabación analógico. Los puntos débiles por compensar incluyen preénfasis, de-énfasis, ecualización NAB y AES, pérdidas por ranura en la cabeza de grabación o reproducción, y así sucesivamente. Por lo tanto, cuando tratamos con tecnología de muestreo en la parte alta, debemos ser cautelosos en conservar el sonido natural, no importa lo que esto quiera decir. La guitarra eléctrica (electric guitar) puede enriquecerse con el compresor en muchos efectos. Utilizando bajas relaciones de compresión y tiempos de recuperación lentos, en el micrófono cercano al amplificador de la guitarra, prolonga (sustain) el sonido y lo hace más fácil de manejar en la mezcla. Otro truco, consiste en comprimir fuertemente los micrófonos de ambiente entre 6 y 10dBs creando así un ambiente denso y sostenido. Aunque una compresión fuerte facilita el manejo de una guitarra ronca en una pista con otros sonidos, tiene el efecto negativo de hacer que el sonido global aparezca más pequeño. Por lo tanto, la compresión debe usarse con cuidado, especialmente cuando se trata de un trío de rock pesado y la guitarra es el único instrumento de cuerda. Cuando se graba una guitarra que armoniza (chordal guitar), bien sea directa o con micrófono cercano, el uso de una compresión fuerte con una ecualización correcta, puede crear un sonido brillante, sin o con poco ataque. El sonido parece extenderse después del rasgueo, debido a la acción de recuperación del compresor. Para ayudar a conservar altamente audible la guitarra solista (lead guitar solos), para mantenerlos y evitar problemas de nivel durante la mezcla, debe usarse la compresión para evitar los cambios de nivel de las diferentes notas. Estos cambios de nivel se deben a diferentes factores incluyendo el diseño de los trastos, los elementos del amplificador de la guitarra que generan diferentes armónicos, o la forma en que el músico ataca las cuerdas durante los solos que pueden enviar diferentes voltajes del transductor (pickup). 27

28 Para el estilo de nota por nota (single note picking), un tiempo de ataque lento, que permita el sonido percusivo antes de la comprensión, y una recuperación rápida, para recuperar el nivel entre las notas crea un efecto especial (percolator). Cuando se utiliza como solista, la guitarra acústica (acoustic guitar), generalmente no requiere limitación o compresión. Desafortunadamente, para acomodar el sonido metálico de las cuerdas, tienen que aplicarse algo, y obtener la fidelidad natural de la guitarra. Esto no es siempre malo, muchos de los populares sonidos de cuerda metálicas actuales están comprimidos. Un ejemplo son los populares rock/pop en los que el sonido de las cuerdas sobresale de la resonancia del instrumento. La guitarra de cuerdas no metálicas (gut string guitar) es otro instrumento que suena mejor en su forma natural que cuando se comprime o se limita. Sin embargo, cuando se usa en una mezcla de música popular, es necesario reducir su rango dinámico. La experimentación es la única solución. Debido a que el piano acústico (acoustic piano), tiene transitorios muy altos, es de naturaleza percusiva, tiene diferencias de nivel entre las notas y posibilidades dinámicas muy acentuadas, muchos ingenieros están a favor de cierta compresión con un tiempo de ataque lento. Esto permite captar el filo de la envolvente antes de que el compresor la elimine. Ocasionalmente, las secciones de corno (horn secctions) reales, suelen necesitar 1 o 2dBs de compresión en relaciones bajas para mezclarlos en una pista o, en estereo, para mantener un mejor balance con los otros instrumentos. Una sobrecompresión puede dar como resultado un sonido no natural. Los solos de corno (horn solos) suelen necesitar también un pequeño toque de compresión para evitar que los picos se saturen en la cinta. Las flautas (flutes) de todos los tipos, pueden producir grandes variaciones entre notas que pueden alertar los medidores del tipo RMS, pero sin causar efectos auditivos notables. Otro problema con la flauta es la componente de respiración del sonido global que cuando se comprime en exceso puede ser más notorio que la misma nota. El problema debe atacarse primero con una posición cuidadosa del micrófono del tipo correcto, así como una colocación adecuada de la embocadura, antes de tratar con compresión o limitación. A algunos ingenieros les gusta comprimir los micrófonos de proximidad en los violines y las violas (violins and violas) para controlar la mezcla. La única excepción a esta regla son los chelos (cellos), los que normalmente utilizan micrófonos más próximos y algunas veces requieren cierta compresión para emparejar las notas cuando hay un arqueo terso o en la sección de los pizicatos. Teóricamente, no compresión es la mejor compresión cuando se trata de vocalistas (vocals). Sin embargo, esto no siempre es cierto cuando se trata de los nuevos discos sumamente densos y muy rítmicos. Encontrar la mejor perspectiva dentro de la mezcla, es lo más crítico en estas pistas. El artista debe ser claramente audible sin 28

29 dominar completamente la pista. Estas grabaciones requieren tanto la sensibilidad del artista como la atención del ingeniero de grabación. Cuando se graban vocalistas, deben tenerse en cuenta diferentes condiciones, incluyendo el tipo de micrófono utilizado, el sonido del recinto, el uso del compresor y la perspectiva dentro de la mezcla, lo que a su vez determina que tan fuerte canta el vocalista. De la manera en que ciertos micrófonos aplanan al vocalista, ciertos compresores complementan al propio vocalista, dependiendo de la balística de la unidad. Lo que es cierto es que muchos cantantes tienen variaciones muy fuertes, de 20dBs o más, entre las partes más suaves (pianissimo) a las partes más fuertes (fortissimo) dentro de una misma melodía. Lo que además complica la situación es que muchas voces no aceptan indiscriminadamente la compresión y el resultado es un sonido no natural. Para aquellas voces que no toleran la compresión, se usa una compresión muy ligera, con relaciones de compresión muy bajos, con tiempos moderados de ataque y recuperación además del uso del control de ganancia para lograr un sonido lo mas natural posible. Ciertos artistas, con voces muy delgadas y de poca intensidad requieren compresión, y pueden resultar beneficiados con compresiones de 5 a 7dBs y relaciones entre 4:1 y 2:1. El uso de la compresión tiene efectos positivos sobre los sobretonos ayudando a crear un sonido más rico, más grueso y más fuerte. Los ensambles corales (background vocal) pueden tratarse de diferentes maneras dependiendo del sonido deseado. Si el grupo no puede mezclarse consigo mismo, puede ser conveniente cierta compresión para el control de nivel. Si se requiere mucha energía para grabar coros, puede usarse un compresión fuerte para lograr el efecto. Otro truco que emplean ciertos ingenieros es esconder el nivel, cuando ciertos instrumentos se bajan de nivel, en cuanto entran los coros logrando así una mejor perspectiva que subiendo el nivel arriba de los demás sonidos. Una compresión fuerte (de 8 a 20dBs) del micrófono de ambiente (ambient micing) es otro uso efectivo del compresor que parece estar muy de moda en las grabaciones actuales. Este efecto puede conseguirse comprimiendo todos los micrófonos o solamente los de ambiente. Otra área de la compresión creativa es la de los efectos especiales (especial efects), incluyendo reverberación, eco y líneas de retardo. El efecto logrado depende del dispositivo afectado y si la compresión se aplica al envío o al regreso de la unidad. La compresión del canal estereo (estereo bus) durante la mezcla antes de las dos pistas, es otro efecto muy popular, particularmente en aquellas consolas que cuentan con esta facilidad. Esta técnica puede suavizar toda la mezcla, pero puede ser innecesaria cuando varias de las pistas requieren compresión dentro de la mezcla y ya han sido procesadas. (El resultado de este truco es simular la fuerte compresión que ocurre antes de que la señal llegue al transmisor de AM o FM, y por lo tanto el sonido será el mismo si se trata de un sencillo o de un LP tanto en el aire como en el estero 29

30 doméstico. Esta técnica tiene serias implicaciones ya que elimina la vida de la grabación al eliminar la dinámica de la melodía.) La llegada del disco compacto y de las grabaciones multipistas digitales, han modificado la manera de hacer las grabaciones y el uso de los compresores. Con el rango dinámico más grande, la ausencia del ruido de cinta (hiss), la grabación siempre al máximo nivel, la compresión ya no es de la mayor prioridad. Debido a que la grabación de 16 bits no muestra el hiss de la cinta como la grabación analógica, los pasajes de baja intensidad pueden grabarse tranquilamente sin sacrificar la relación señal a ruido. En el dominio digital, sin embargo, existe una nueva razón para el uso de los compresores y limitadores, ya que las grabaciones digitales no perdonan cuando un bit llega al máximo y se produce una distorsión intolerable. Debido a que el dominio digital ofrece un rango dinámico mas grande, la compresión sigue siendo deseable para posicionar las señales dentro de la mezcla estereo. El uso del compresor en la creación de sonidos, es muy apropiado para lograr los efectos que han llegado a ser muy populares. Se requiere mucho cuidado y mucho trabajo cuando se utilizan estas técnicas, simplemente porque no se aplican a todos los sonidos y estilos musicales. Los compresores/limitadores pueden tener un gran valor positivo, pero también pueden tener un impacto negativo en la fidelidad, transparencia y respuesta a los transitorios del audio, haciendo que el material suene demasiado limpio, controlado y estático. La compresión debe usarse apropiadamente para lograr los efectos específicos y no simplemente por que sí. 30

31 CAPITULO 2 REDUCTORES DE RUIDO 31

32 REDUCTORES DE RUIDO Generalidades El oído humano esta capacitado para percibir, en una audición musical, una dinámica de unos 130dB, es decir variaciones entre pianisimo y fortísimo de 130dB. El alcanzar esta dinámica en equipos de alta fidelidad es una meta que está a punto de conseguirse, pues la dinámica de 120dB que se produce en una audición en directo queda reducida en una grabación a 65dB, la cual se considera en el estado actual de la técnica como excelente. Esta baja dinámica viene limitada por dos factores: el primero de ellos, en el límite superior, se debe al hecho de que no se puede sobrepasar un límite sin que se produzcan distorsiones. El otro, en el límite inferior, viene dado por el ruido intrínseco del sistema. Así, si se dispone de un magnetofón y se realiza una grabación con una señal muy potente, obtendremos una distorsión debido a la no linealidad del sistema; deberemos pues limitar la señal de entrada a limites adecuados para que no se produzca distorsión. Si la grabación se realiza con señales muy débiles, al escuchar la grabación podremos apreciar el soplido intrínseco de la cinta y el ruido de fondo debido a la presencia de interferencias de corriente alterna, acoplamientos parásitos, etc. El ruido citado se produce siempre en una grabación, tanto si los niveles de señal son débiles como fuertes, pero el problema sólo se nos presenta en la grabación de las señales débiles, ya que los pasajes con fortísimos enmascaran completamente el soplido y ruido de fondo. Esto se debe a que, ante dos sonidos cuya diferencia de nivel sea muy acusada, el oído humano tiene la cualidad de percibir sólo el de mayor intensidad, ignorando por completo el otro. Disponemos pues de un sistema natural de eliminación de ruido cuando a nuestro oído llegan niveles altos de sonido, por lo que este caso no debe preocuparnos. Es por lo tanto en niveles bajos, en los pianísimos, donde debemos actuar, de forma que desaparezca en lo posible el ruido de fondo y de esta forma aumentar la dinámica del sistema. En el caso concreto de grabación magnética, el ruido producido por la cinta sólo se puede disminuir aumentando la velocidad o el ancho de la pista. Así, si doblamos la velocidad o el ancho de la cinta, se obtiene una reducción de ruido, pero sólo en 3dB. El resultado como se verá es insuficiente y de coste elevado, pues cualquiera que sea la solución que se adopte se dobla la cantidad de cinta, y como lo normal no es disponer de un solo carrete o cassette, ello supondría una inversión continua de mas dinero cada vez que se adquiera una cinta. En lo que respecta al equipo, es de todos conocido que algunos magnetofones presentan un soplido intrínseco mayor que otros, debido a que disponen de circuitos mal concebidos o con componentes de baja calidad. No es este el caso que debe preocuparnos, pues de un equipo barato poco podremos exigir. Nuestro comentario se refiere a los equipos de alta calidad, considerados de alta fidelidad, y en los cuales también se hace presente la inevitable presencia de un cierto ruido de fondo, que aunque de nivel bajo, entorpece la audición de los pasajes pianísimos de la grabación. 32

33 Sistemas reductores de ruido Básicamente existen dos sistemas reductores de ruido: el no complementario y el complementario. En el sistema no complementario la señal únicamente se trata durante la reproducción, con lo cual resulta una modificación de la señal original. Consiste en adoptar como punto de partida una respuesta plana del circuito para los momentos de máximo nivel, en los cuales el ruido queda enmascarado, convirtiéndose en filtros automáticos de paso bajo a medida que el nivel disminuye. El control de tono de un amplificador puede considerarse un reductor de ruido, pues permite reducir el ruido que acompaña a la señal, si bien modifica la estructura del mensaje original. El sistema no complementario no resulta por tanto muy aconsejable, pues no sólo nos interesa reducir el ruido sino también que la señal no quede alterada. En el sistema reductor de ruido complementario la señal es tratada tanto durante la grabación como durante la reproducción, de tal forma que se obtenga una señal exenta de ruido en los niveles bajos y además sin deformación alguna con respecto a la original. Este sistema es pues el más adecuado, aunque existen sistemas no complementarios en los que los resultados son excelentes. Sistemas no complementarios reductores de ruido. Existen varios sistemas no complementarios reductores de ruido, es decir sistemas en los que la señal es tratada únicamente durante la reproducción, tales como el sistema DNL, el Burwen Noise Filter y otros muchos. De todos ellos el sistema DNL, desarrollado por PHILIPS, es el más difundido y que se explica a continuación. Sistema reductor de ruido DNL El sistema reductor de ruido DNL (Dynamic Noise Limiter) es un sistema no complementario de reducción de ruido diseñado por PHILIPS hacia 1971, el cual se caracteriza por sus excelentes prestaciones, sencillez y economía. Al ser un sistema no complementario, es decir un sistema en el que no se precisa un tratamiento previo durante la grabación, resulta idóneo para la mejora de la relación señal/ruido en cintas grabadas antiguas. En la figura 14 puede ver la disposición del reductor de ruido DNL en un magnetofón a cassette. Como se puede observar, durante la reproducción la señal procedente de la cabeza se aplica a la entrada del previo de grabación/reproducción y de éste pasa al reductor del ruido DNL, el cual la trata para reducir el ruido. Un conmutador en el circuito DNL permite que la señal sea o no tratada, según interés del usuario, es decir permite que la señal pase a través del reductor de ruido o que pase directamente a la salida. 33

34 Durante la grabación, la señal procedente de la entrada de línea o del micro pasa al previo de grabación/reproducción, el cual la suministra amplificada a la cabeza de reproducción/grabación (trabajando como cabeza de grabación), y sin pasar por el reductor de ruido. Es de hacer notar que el esquema de la figura 14 se refiere a un sistema monofónico, por lo que en sistemas estereofónicos se precisa de un segundo canal idéntico y por lo tanto con otro circuito reductor de ruido DNL. Figura 14. Esquema de bloques de una platina de cassette equipada con reductor de ruido DNL. Sistemas complementarios reductores de ruido En los sistemas complementarios la señal es tratada durante la grabación y luego durante la reproducción, de forma que el tratamiento que sufre durante la reproducción sea complementario del de la grabación. Existen varios sistemas que cumplen este requisito, tales como los sistemas Dolby, DBX, Telcom C4, High Com II ANRS y DNR. Los sistemas Dolby Existen tres sistemas reductores de ruido diseñados por la empresa inglesa DOLBY LABORATORIES. La DOLBY LABORATORIES es una empresa de Ray M. Dolby, el cual fundó a mediados de los años 60 con el fin de producir un sistema reductor de ruido, el cual logro poner en el mercado en Los sistemas Dolby se basan en reducir la amplificación de los agudos, y en consecuencia del ruido, durante la reproducción de los pasajes débiles, que son, como ya se ha dicho, los más afectados por el soplido. Para compensar esa pérdida de 34

35 frecuencias altas, se acentúa durante la grabación dichos pasajes débiles de alta frecuencia. Los tres sistemas Dolby actualmente existentes son el tipo A, el tipo B y el tipo C. El principio de funcionamiento es el siguiente (Figura 15): En la figura 15a se han dibujado una serie de trazos representativos de intensidades sonoras diferentes, correspondientes a un pasaje musical que se desea grabar. Las líneas de mayor longitud representan las intensidades de sonido mas elevadas. En la figura 15b se representa el nivel de ruido constante producido por una cinta magnética. Cuando se produce la grabación sin reductor de ruido, el nivel de ruido de la cinta supera al nivel de los pianísimos del pasaje a grabar, razón por la cual las señales mas débiles quedan enmascaradas (figura 15c). Al reproducir dicha cinta, en lugar de escuchar los sonidos más débiles de la música sólo escucharíamos ruido de fondo, así como en los silencios. En la figura 15d se ha dibujado el tratamiento que se da en la grabación con un sistema Dolby a cada una de las intensidades sonoras del pasaje musical. Como se puede apreciar, cuando la intensidad de sonido es inferior a un valor determinado, el sistema aumenta automáticamente la amplificación, de forma que todos los niveles de sonido, incluso los más bajos, quedan por encima del nivel de ruido de la cinta. Indudablemente la dinámica queda reducida, por lo que será preciso restituirla. Figura 15. Proceso de codificación y decodificación en un sistema Dolby. 35

36 En la figura 15e se observa que los niveles del pasaje musical quedan por encima del nivel de ruido de la cinta. Naturalmente el ruido de la cinta no queda amplificado, puesto que estamos grabando y por lo tanto es el amplificador de grabación el que actúa sobre la cinta y no ésta sobre el amplificador. La figura 15e representa pues los niveles de sonido y de ruido contenidos en una cinta grabada con el sistema Dolby. De esta figura se deduce pues el porqué una cinta grabada con sistema Dolby y reproducida en un aparato convencional que no la decodifique suene con un brillo y una claridad poco corriente. Finalmente, en la figura 15f se muestra el proceso de reproducción de la cinta en un aparato dotado de sistema Dolby. A partir de los mismos niveles en los que el pasaje musical fue reforzado durante la grabación, el sistema Dolby los reduce automáticamente durante la reproducción y, al mismo tiempo, dado que la cinta contiene también un nivel de ruido determinado, éste queda reducido conjuntamente con el contenido musical. El resultado es una reproducción de todos los niveles sonoros del pasaje musical, incluso los silencios, con la misma dinámica que el original de la figura 15a, pero sin que el ruido se haga audible. Obsérvese también que el ruido continúa presente en los pasajes de mayor intensidad, pero ello no importa ya que en dichos niveles el efecto de enmascaramiento es patente. El sistema Dolby tipo A El sistema Dolby tipo A, o sistema Dolby A-301, está destinado exclusivamente al campo profesional, ya que sus altas cualidades y, por consiguiente, su elevado precio, solo permiten aplicarlo a equipos profesionales. En el sistema Dolby tipo A se produce una reducción de ruido de 10dB por debajo de los 5KHz, acentuándose su efecto por encima de los 5KHz de forma gradual, hasta alcanzar un nivel máximo de reducción de ruido de 15dB a 15KHz. El Dolby A se basa en la compresión y expansión de la señal de audio, dividida a la entrada en cuatro bandas de frecuencias que son tratadas independientemente. Las cuatro bandas en que se divide el espectro audible son: la primera abarca de 30Hz a 90Hz, la segunda abarca desde 90Hz a 3KHz, la tercera de 3KHz a 9KHz y la cuarta de 9KHz a 15KHz. En las tres primeras bandas de relación compresión-expansión es de 10dB y de 15dB en la cuarta. En la figura 16 se muestran las bandas de actuación de los filtros en el sistema Dolby A. La pendiente de los filtros 1º, 3º y 4º es de 12dB/octava, mientras que el 2º filtro tiene una respuesta en frecuencia que se complementaria del 1º y 3º. 36

37 Figura 16. Bandas de actuación de los filtros en el sistema Dolby A-301. Contrariamente a los sistemas usuales de expansión-compresión, en el sistema Dolby A no se modifican las señales de gran amplitud durante el registro, sino que éstas aparecen a la salida con la misma amplitud. Las señales pequeñas se llevan a un canal lateral, consistente en los cuatro filtros citados, que actúan como compresores y que sólo reaccionan ante crestas débiles. En cuanto una señal posee un nivel inferior a un límite predeterminado, será amplificada. Esta señal diferencial se reinyecta al canal principal obteniéndose así una señal de salida de mayor potencia y con una mejor relación señal-ruido con respecto a la señal de entrada. (Figura 17). Figura 17. Principio de funcionamiento del sistema Dolby durante la grabación. Si la señal de entrada es pequeña, ésta pasa por un canal paralelo que la reinyecta al canal principal, obteniéndose una señal de salida suma de ambas Durante la reproducción tiene lugar el efecto complementario, restándose esta vez la señal diferencial de la señal principal (figura 18). Dado que la amplificación de las señales débiles es menor durante la reproducción, se obtiene así la deseada reducción del ruido. Figura 18. Principio de funcionamiento del sistema Dolby durante la reproducción. Si la señal de entrada es pequeña, ésta pasa por un canal paralelo que la reinyecta al canal principal, obteniéndose una señal de salida resta de ambas. 37

38 En la figura 19 se muestra el esquema de bloques del sistema Dolby A. Como se observa está compuesto de los cuatro filtros de banda citados y un limitador lineal y otro no lineal para cada banda. Figura 19. Diagrama de bloques completo del sistema Dolby A. Las señales de salida de estos circuitos se aplican al sumador. Así pues, son precisos 8 canales separados (cuatro para el registro y cuatro para la reproducción) lo cual justifica el porqué este sistema no puede aplicarse a aparatos económicos para uso doméstico. Un sistema que abarata en parte el equipo consiste en utilizar unos pocos conmutadores que permitan emplear el mismo circuito a la entrada y a la salida y la de utilizar sólo el canal de frecuencia más elevada para reducir el ruido, lo cual se convierte en el sistema Dolby B. La figura 20 reproduce las curvas complementarias de compresión-expansión típicas en un sistema Dolby. En los niveles próximos a 0dB (nivel máximo de entrada) hay poco efecto de compresión o expansión. Cuando el nivel de entrada disminuye, la sección compresora tiende a aumentar la ganancia hasta un límite de 10dB por encima del nivel de ruido propio de la cinta. Durante la reproducción los niveles débiles se reducen 10dB, lo que restituye la grabación al nivel que le corresponde y, al mismo tiempo, se disminuye el nivel de ruido producido por la cinta magnética. En la figura 20 se observa cómo durante la grabación si la entrada es de, por ejemplo 30dB, la curva de compresión sitúa la señal de salida en 20dB, es decir, ha aumentado el nivel de señal, acercándolo en 10dB al nivel 0 o nivel máximo de entrada. Por el contrario, durante la reproducción, si el nivel de entrada es de, por ejemplo, 20dB, la curva de expansión sitúa la señal de salida en 30dB, es decir la aleja 10dB del nivel 0 o máximo. Si las señales de entrada durante la grabación o reproducción son inferiores a un cierto nivel ( 20dB en el caso de la figura 20), la compresión o expansión es inferior a 10dB, ya que el efecto de enmascaramiento de la señal sobre el ruido de fondo no necesita que la señal sea tratada. 38

39 Figura 20. Característica de transferencia de compresión-expansión en el sistema Dolby A. Para obtener el sistema de expansión y compresión descrito, en el sistema Dolby se utiliza un circuito limitador cuya característica de transferencia es lineal hasta 40dB. Alrededor de este valor la compresión crece lentamente para una señal de nivel creciente y posteriormente decrece para niveles de entrada mayores. La señal así obtenida recibe el nombre de componente diferencial, y es sumada algebraicamente durante el registro de la cinta a la señal normal. De esta forma se obtiene una señal reforzada si los niveles son bajos. Si la señal de entrada es elevada, la señal diferencial también se suma a ella, pero al ser de valor pequeño el resultado de la suma es prácticamente igual al valor de la señal de entrada sin tratar. Durante el proceso de reproducción el sistema es idéntico, con la única diferencia de que la señal diferencial es restada de la señal de entrada al circuito, con lo cual se produce una reducción de la señal a niveles bajos. Para finalizar diremos que durante el proceso de grabación o reproducción con el sistema Dolby es totalmente imposible efectuar cambios de niveles y ecualizaciones, ya que se modificaría la codificación. Cualquier tratamiento de la señal debe efectuarse antes de la codificación o después de la decodificación. El sistema Dolby tipo B. El sistema Dolby B es el utilizado en los equipos de alta fidelidad comerciales. Su principio de funcionamiento es el mismo que el del tipo A, es decir, la suma o resta a la señal de salida de una señal diferencial, pero utilizando sólo un canal en lugar de cuatro. La reducción de ruido en el sistema Dolby B comienza a ser efectiva alrededor de 1KHz, proporcionando una atenuación de ruido de 3dB a 600Hz, 6dB a 1.2KHz, 8dB a 2.4KHz y 10dB a 5KHz. A partir de este punto la reducción de ruido aumenta lentamente hasta alcanzar los 12dB a 15KHz. Como se verá son valores inferiores a los 39

40 obtenidos con el sistema Dolby A, pero lo suficientemente elevados para obtener resultados muy satisfactorios. El circuito es idéntico al de las figuras 17 y 18, referentes al Dolby A, pero, como ya hemos dicho, con un solo canal. Durante el proceso de grabación se realiza una expansión dinámica de las señales débiles, respetando la amplitud de las señales de fuerte intensidad. Durante la reproducción el proceso consiste en la compresión de las señales que antes fueron expandidas, de forma que se obtenga de nuevo los niveles originales de la señal que se graba. En la figura 21 se muestran las curvas de respuesta en registro, según el nivel del programa, en Dolby B, y en la figura 22 su característica complementaria. Con referencia a la figura 21, el nivel 0dB corresponde a la señal de máximo nivel que puede ser grabada (pasajes en fortísimo). El nivel 40dB corresponden a las señales más débiles (pasajes en pianísimo). Para el nivel de 0dB no se aporta corrección alguna. En el nivel 10dB se aplica una ligera expansión de +2dB a unos 2KHz, comenzando a sentirse el efecto de expansión entre 500 y 1000Hz. Si la señal a grabar es 20dB, la expansión resultará de unos +5dB a unos 2KHz y así sucesivamente, hasta que a 40 db la expansión es de +8dB a la frecuencia de 2KHz y de +12dB a la frecuencia de 10KHz. Figura 21. Curvas de respuesta en grabación, según el nivel del programa en Dolby B. 40

41 Figura 22. Característica complementaria del sistema Dolby B. Durante la reproducción el proceso se invierte. En la figura 23 se muestra el esquema de bloques de un magnetofón equipado con sistema Dolby B de reducción de ruido. Como se observa está intercalado entre el previo de grabación/reproducción y el previo de salida. Figura 23. Esquema bloque de un magnetofón con sistema Dolby B reductor de ruido. En las figuras 24 y 25 se muestra el esquema de bloques del sistema Dolby B durante la grabación y la reproducción respectivamente: Durante la grabación (figura 24), la señal de entrada se transmite a través de dos canales; un canal principal que consta de un combinador de señales y un inversor y un canal secundario constituido por un filtro dinámico paso-alto, a través del cual sólo pueden pasar señales de alta frecuencia y pequeña amplitud. En el canal principal no se produce ningún cambio, con excepción de una amplificación lineal de la señal. Si la señal es débil y de alta frecuencia, circula a través del filtro dinámico paso-alto, el cual la aplica al combinador sumándola a éste, 41

42 por lo que a la salida la señal habrá aumentado de amplitud. El circuito rectificador integrador proporciona la señal de control del filtro variable. Figura 24. Esquema bloque del circuito de reducción de ruido Dolby tipo B durante la grabación. Durante la reproducción (figura 25) se aplica al canal secundario la señal de salida del canal principal, en oposición de fase con la señal de entrada. El canal secundario está incluido dentro de un bucle por realimentación negativa, el cual reduce el nivel de salida; es decir la señal que proporciona el canal secundario al combinador se resta de la señal de éste, reduciéndose por consiguiente el nivel de salida. Como consecuencia de ello, las señales que hayan sufrido un aumento de nivel durante la grabación se reducen exactamente en el mismo valor durante la reproducción. 42

43 Figura 25. Esquema bloque del circuito de reducción de ruido Dolby tipo B durante la reproducción. El canal secundario trabaja pues, de forma idéntica durante la grabación y la reproducción, con la única diferencia de que la señal está o no invertida y por lo tanto se suma o se resta en el combinador. El filtro paso-alto está dotado de un dispositivo de corte por frecuencia automáticamente variable. Cuando el nivel de modulación aumenta en el filtro pasa-banda, el nivel es rectificado y filtrado para fijar la frecuencia de corte del filtro a un nuevo valor. El nivel de salida del filtro se mantiene prácticamente constante por el bucle de realimentación negativa, por lo que a niveles elevados el efecto de la señal adicional no afecta prácticamente a la señal de salida. El circuito Dolby B puede realizarse con cinco transistores (uno de ellos de efecto de campo) y un reducido número de componentes pasivos, o bien con circuito integrado. En la figura 26 se muestra el circuito de un codificador Dolby B transistorizado. La señal de entrada se aplica a la base del primer transistor, y de su emisor se toma amplificada para aplicarla al amplificador de grabación. Si la señal es débil y de alta frecuencia, pasa por el filtro variable constituido por el FET y componentes asociados. El nivel de actuación del FET viene controlado por la polarización que le suministra el rectificador integrador. Si la señal proporcionada por este diodo es elevada, el FET no deja pasar la señal. Si, por el contrario, la señal proporcionada por el rectificador es baja, el FET proporciona el paso de la señal hacia el circuito supresor. De este circuito la señal se aplica a la resistencia R 5, sumándose a la R 4 y por lo tanto aumentando el nivel de salida al amplificador de grabación. 43

44 Figura 26. Circuito codificador Dolby B transistorizado. En la actualidad se utilizan en mayor número circuitos integrados que por sí solos ya constituyen el circuito Dolby B, bastando añadir unos pocos componentes pasivos. Ejemplo de uno de estos circuitos integrados es el NE 646 B, del que se muestra el circuito equivalente en la figura 27. Figura 27. Circuito equivalente del circuito integrado NE 646 B, que constituye un reductor del ruido Dolby tipo B En la figura 28 se puede ver un circuito reductor de ruido Dolby B con circuito integrado NE 646 B, utilizado en un magnetofón a cassette. Este circuito se repite en el caso de reproducción estéreo, pues se precisa uno para cada canal. 44

45 Figura 28. Circuito reductor de ruido Dolby B con circuito integrado NE 646 B. El sistema Dolby tipo C. En 1980 los laboratorios Dolby comenzaron a otorgar licencias a los fabricantes para incorporar a sus aparatos el sistema reductor de ruido Dolby C, el cual proporciona una mejora de 20dB a 1KHz. Así como en el Dolby B la máxima compresión es con señales de 40dB y se acerca a 10dB en la región de las altas frecuencias, en el Dolby C la compresión continúa incrementándose cuando el nivel de la señal desciende hasta llegar a alcanzar un máximo de 20dB a 60dB de nivel de referencia. El Dolby C introduce una compresión a bajos niveles en los rangos de medias y altas frecuencias durante el registro, expandiéndolas en igual porcentaje durante la reproducción. En la figura 29 se muestra la compresión en función de la frecuencia del sistema Dolby C en comparación con el Dolby B emplea 10dB más de compresión entre 2 y 8KHz que el tipo B, lo cual mejora considerablemente la relación señal/ruido. Como consecuencia, el tipo C empieza a tener efecto casi dos octavas por debajo del tipo B, es decir que mientras el Dolby B comienza a ser efectivo a los 500Hz, el Dolby C lo es a 150Hz. 45

46 Figura 29. Curvas características comparativas de la compresión en función de la frecuencia del Dolby C con respecto al Dolby B. Una característica muy importante del sistema reductor del ruido Dolby C es que es compatible con el tipo B, es decir, que un magnetofón en el que se ha incorporado el Dolby C reproduce aceptablemente cintas grabadas con el sistema Dolby B, especialmente si se dispone de un ecualizador gráfico que permita equilibrar el tono. El Dolby C se ofrece en tres versiones: para grabación, para reproducción y conmutable grabación-reproducción. Las dos primeras versiones se utilizan para sólo grabación, sólo reproducción o grabación-reproducción si el magnetófono dispone de tres cabezas. En la figura 30 se muestra el diagrama de bloques del circuito Dolby C para la grabación y en la figura 31 el diagrama de bloques para la reproducción. El funcionamiento del codificador (figura 30) es como sigue: la señal a grabar se aplica a un amplificador A, y una vez amplificada se aplica a una red de sesgo espectral, la cual reduce el nivel de las señales extremas de alta frecuencia, de esta forma el procesador de codificación (en la reproducción) es menos sensible a los errores producidos por el circuito de grabación en alta frecuencia y además se mejora la distorsión de intermodulación y se reduce la saturación a frecuencias extremas. 46

47 Figura 30. Diagrama de bloques del sistema codificador Dolby tipo C. Figura 31. Diagrama de bloques del sistema decodificador Dolby tipo C. A la salida de la red de sesgo se dispone de un filtro paso-bajo, el cual atenúa las señales no deseables tales como las de polarización de grabación y borrado. Dicha atenuación reduce estas señales por debajo del umbral de los compresores. A la salida del filtro paso-bajo la señal se divide en dos; una, la principal, se aplica directamente al circuito sumador, mientras que la otra se aplica a la denominada etapa de alto nivel. La cadena lateral consta de un filtro variable paso-alto el cual, con niveles bajos de señal el filtro paso-alto la deja pasar hacia el amplificador C, el cual la amplifica y la aplica a su vez al circuito supresor y a la entrada de un amplificador G. La señal a la salida del amplificador G es rectificada y filtrada por un circuito rectificador-integrador no lineal con el fin de que proporcione la corriente continua de control del filtro variable. Si el nivel de la señal de entrada aumenta, también lo hace la señal de control y el filtro variable atenúa las bajas y medias frecuencias. En el circuito sumador la señal procedente del supresor es sumada a la señal principal procedente del amplificador B, con lo que a la salida del sumador se obtiene una señal incrementada en 10dBa 1.5KHz cuando ha sido añadida la señal de la cadena lateral. Como hemos visto, hasta aquí el funcionamiento del sistema Dolby C es similar al del Dolby B, con la única diferencia de la actuación del filtro variable, el cual como ya hemos dicho es efectivo a unos 150Hz en lugar de los 500Hz del Dolby B. 47

48 La señal, a la salida del sumador, se envía a una segunda etapa codificadora, denominada de bajo nivel (fig. 30), y en la cual estriba la principal diferencia entre el Dolby C y el B. El principio de funcionamiento de esta segunda etapa es el mismo que el de la primera y con las mismas características del filtro variable, con lo que se obtiene una reducción de ruido de 20dB logrados en dos etapas sucesivas. Los circuitos de control de la etapa de bajo nivel han de estar diseñados para que el umbral de actuación del filtro variable sea menor que el de la etapa de alto nivel, ya que en la etapa de bajo nivel se reciben señales mas elevadas que en la de alto nivel, y por lo tanto debe empezar antes la compresión. La mayor diferencia entre las dos etapas se encuentra en la introducción, en la de bajo nivel, de una red de antisaturación, la cual, junto con la de sesgo espectral, asegura que el nivel de saturación de la cinta sea mejor. El diagrama de bloques del circuito decodificador se muestra en la figura 31, el cual como verá es muy similar al del codificador. Como particularidad cabe destacar que las características del decodificador son complementarias del codificador, de forma que la respuesta se mantenga plana para todos los niveles de entrada. Para ello se introducen dos inversores que invierten la fase de la señal de la cadena lateral con respecto a la del codificador, y de esta forma las señales a la salida de la cadena lateral son restadas de la señal principal en el circuito sumador, devolviéndoles así el nivel original. Igualmente las redes de antisaturación y de sesgo son complementarias de las del circuito codificador. Para finalizar diremos que con el sistema Dolby C es posible conseguir una relación señal/ruido de 90dB a 1KHz y que es realmente efectivo si el equipo grabador/reproductor es de gran precisión, posee una amplia respuesta de frecuencia y un extremadamente pequeño wow and Flutter. Reductor de ruido DBX El sistema reductor de ruido DBX fue diseñado en 1971 por David Blackner y utiliza el mismo principio psicoacústico que el sistema de Ray M. Dolby, con la diferencia de efectuar la compresión-expansión mediante una relación 2:1en lugar de hacerlo por el método de la señal diferencial. El sistema DBX no solo reduce el ruido en por lo menos 30dB a través de todo el espectro sonoro, sino que también amplía la gama superior en cerca de 20dB. El reductor de ruido DBX entrega una relación de señal/ruido de 92dB y una escala dinámica de 110dB, lo cual es mas que suficiente para reproducir con la máxima fidelidad cualquier pasaje musical. Como ejemplo de ello, en la figura 32 se muestran las curvas de respuesta de frecuencia, de reducción de ruido y la dinámica de un equipo sin reductor de ruido, con reductor de ruido Dolby B, con reductor de ruido Dolby C y con reductor de ruido DBX. 48

49 Figura 32. Comparación entre los sistemas reductores Dolby B y C y DBX. Como hemos dicho el sistema DBX efectúa una compresión-expansión con una relación 2:1, esto quiere decir que en la grabación una señal de 20dB es comprimida a 10dB, una de 20dB se lleva a 10dB y una de 90dB es amplificada a 45dB, es decir cualquier señal se graba a un nivel mitad de su nivel original. Como resultado de ello, la dinámica comprendida entre 90dB y +20db (110dB de dinámica) queda grabada con 49

50 niveles comprendidos entre 45dB y +10dB (55dB de dinámica). Estos 55dB de dinámica son los que ofrece una cinta magnética de cassette, pues superándose los +10dB se entra dentro de la saturación de la cinta y por debajo de 50dB se entra en zona de ruido (Figura 33) Figura 33. Diagrama de funcionamiento del sistema reductor de ruido DBX. Durante la reproducción el proceso se invierte, es decir los niveles de grabación contenidos en la cinta son expandidos al doble, obteniéndose así la dinámica original de la grabación. (Figura 33) En la figura 34 se muestra el esquema de bloques del codificador DBX, que es el circuito utilizado durante la grabación. La señal a grabar se aplica a un filtro pasabanda, el cual deja pasar todas las frecuencias de audio comprendidas entre 27Hz y 20KHz. La misión de este filtro es eliminar ruidos e interferencias producidas fuera de la banda de audio. La señal a la salida del citado filtro se aplica a un circuito de preénfasis, el cual aumenta el nivel de las señales de alta frecuencia en 12dB (figura 35). El resultado de ello es una mejor reducción del ruido en la banda de altas frecuencias, del orden de 10dB. La señal se aplica luego a un atenuador controlado por tensión, el cual es un circuito extremadamente importante en el sistema DBX. 50

51 Figura 34. Esquema de bloques del sistema reductor de ruido DBX durante la grabación. Figura 35. Preénfasis aplicado al sistema DBX. Dicho amplificador/atenuador tiene ajustado el punto de ganancia unidad justo a 0 VU (0 unidades de volumen), es decir que cuando la señal de entrada es de 0dB a la salida del amplificador/atenuador la señal será también de 0dB. El citado amplificador/atenuador actúa de forma logarítmica, de forma que la atenuación de la señal sea siempre justo la mitad del nivel de entrada. Así, si el nivel de entrada al amplificador/atenuador es de 20dB, el circuito la amplifica en 10dB, situándola a 10dB. Por el contrario, si la entrada es de +3dB, el circuito la atenúa a +1.5dB. El amplificador/atenuador es controlado por una tensión continua proporcionada por un detector RMS (Root-Mean-Square = valor eficaz), cuyo valor es proporcional al de la tensión de salida, es decir la tensión continua proporcionada por el detector RMS para el control del amplificador/atenuador es proporcional al logaritmo del nivel de la señal detectada. Para prevenir la saturación de nivel de la cinta en altas frecuencias, un circuito incrementa la sensibilidad a altas frecuencias del detector RMS y disminuye así la ganancia del amplificador/atenuador controlado por tensión para las altas frecuencias. 51

52 Finalmente, un filtro RMS de 20Hz a 27KHz proporciona la señal de entrada al detector RMS, evitando que señales por encima o por debajo de dicha banda puedan afectar al funcionamiento del detector RMS. El sistema es complementario, es decir que durante el proceso de reproducción intervienen los mismos circuitos pero trabajando de forma inversa. En la figura 36 se puede ver el esquema de bloques del circuito durante la reproducción, y en el cual puede observar cómo en este caso es la señal de entrada, es decir la señal contenida en la cinta, la que se aplica simultáneamente a los dos canales (el del amplificador/atenuador y el del detector RMS), por lo que el primero será gobernado en forma inversa por el segundo y, como consecuencia, las señales que antes fueron atenuadas ahora serán amplificadas y viceversa, obteniéndose así a la salida la dinámica original. Figura 36. Esquema de bloques del sistema reductor de ruido DBX durante la reproducción. Para finalizar, véase en la figura 37 el circuito completo de un sistema reductor de ruido DBX (para uno de los canales) utilizado en la pletina del cassette modelo RS-M27 OX de la firma TECHNICS. 52

53 Figura 37. Esquema del circuito reductor de ruido DBX del magnetófono a cassete RS-M27 OX de TECHNICS. 53

54 El sistema Telcom C-4 Otro sistema utilizado para la reducción de ruido es el TELCOM C-4, desarrollado por la firma alemana AEG-TELEFUNKEN. Este sistema es un tanto sofisticado, y consiste en la separación de la gama de audio en cuatro bandas (Figura 38), sometiéndolas por separado a un proceso de compresión-expansión y consiguiendo una mejora de la relación señal/ruido de 30dB, es decir superior en 10dB al sistema Dolby C e igual que la del sistema DBX. Figura 38. Bandas de actuación de los filtros del sistema Telcom C-4 de Telefunken. La característica de transferencia de cada uno de los cuatro compresores se muestra en la figura 39. La pendiente es del 33%, por lo que durante el proceso de compresión una señal de 90dB es comprimida a 60dB, siendo por tanto la reducción de ruido de 30dB. 54

55 Figura 39. Característica de transferencia del sistema Telcom C-4 de Telefunken. En el sistema Telcom C-4 no es necesaria la utilización de circuitos de preénfasis, ya que cada compresor actúa en función de los niveles de la señal a grabar. El margen dinámico alcanzable por el sistema Telcom C-4 es, al igual que el DBX, de 110dB, tomándose como nivel de saturación de la cinta el nivel de 16dB y como nivel de ruido el de 94dB. En las figuras 40 y 41 se muestran los esquemas de bloques del sistema Telcom C-4 para la grabación y reproducción respectivamente. Durante la grabación el sistema utiliza tres amplificadores de control, los cuales están conectados en serie, mientras que las señales S 1, S 2 y S 3 están conectadas en paralelo. El sistema de control, marcado con las siglas SC en las figuras 40 y 41, asegura que la señal de control S 3 del tercer amplificador permanezca constante respecto a la señal de entrada V 1. 55

56 Figura 40. Esquema de bloques del sistema reductor de ruido Telcom C-4 durante la grabación. Figura 41. Esquema de bloques del sistema reductor de ruido Telcom C-4 durante la reproducción. Si la ganancia de cada amplificador es la misma, se tiene que: V 2 = V 3 = V 4 = v V 1 V 2 V 3 de donde podemos deducir que 56

57 y V 4 = v 3 V 1 El nivel después del amplificador será pues: V 4 = v 2 V 2 20 log V 4 V 2 _ = 20 log v 2 = 40 log v_ = _2_ 20 log V 4 20 log v 3 60 log v 3 V 1 es decir la señal es comprimida 2/3 con respecto al nivel de entrada o, lo que es lo mismo, el 33% de la escala logarítmica. El sistema de expansión es complementario del de compresión, obteniéndose por tanto después del primer amplificador una expansión del 33%. Reverberadores Es un dispositivo que utiliza filtro peine o filtros pasa todo que simulan las reflexiones de sonido en una habitación. Se obtiene un efecto de reverberación más convincente cuando se utilizan ambos tipos de filtro. 57

58 CAPITULO 3 CONCEPTO DE VARIACIÓN DE TONO Y DE ECO 58

59 CONCEPTO DE VARIACION DE TONO Y DE ECO CARACTERISTICAS DE LA AUDICION Umbrales de la audición De la misma forma que un sonido excesivamente débil no se percibe, uno excesivamente fuerte produce una sensación dolorosa y molesta, existiendo por tanto, unos límites de intensidad para el estímulo físico, por debajo y por encima de los cuales la audición es imposible. Una de las medidas más simples que pueden hacerse de la capacidad de audición es la de determinar la forma en que un nivel de intensidad mínimo perceptible varía con la frecuencia. La intensidad mínima acústica que puede detectarse a una determinada frecuencia, es lo que se denomina umbral de audición para esta frecuencia. Se pueden efectuar medidas para conocer los dos limites extremos anteriormente mencionados, pero los resultados varían considerablemente de un individuo a otro, por lo que se han de realizar las medidas sobre un grupo determinado de individuos (por ejemplo, jóvenes de dieciocho a veinticinco años), debiendo efectuarse en determinadas condiciones: la audición se realizara con los dos oídos, en un campo sonoro de ondas planas progresivas (se efectuara en una cámara anecoica), deberá aislarse a cada individuo de ruido ambiental, se controlará el procedimiento de cambiar las señales, en cuanto a orden, intensidad y frecuencia, deberán conocerse los sonidos a los que ha estado sometido el individuo con anterioridad a la experiencia. Con todos los datos obtenidos se efectúa un estudio estadístico para conocer promedios y desviaciones, pudiendo posteriormente trazar un audiograma, que consiste en un grafico en coordenadas rectangulares, en el que en abscisas se toman frecuencias y en ordenadas las presiones sonoras mínimas, capaces de originar una sensación sonora, y los valores de las presiones máximas intolerables, obteniéndose por tanto el umbral de audición mínimo y máximo. Comparando los resultados obtenidos en diversos países, por diferentes investigadores, se han llegado a definir unos umbrales de audición normalizados. (Figura 42). 59

60 Figura 42. Variación de la presión sonora del oído con la frecuencia. El área comprendida entre las dos curvas que representan los niveles superior e inferior, es la denominada zona de audición, en estas curvas se puede apreciar la dependencia que existe entre la sensibilidad del oído y la frecuencia, encontrándose la máxima sensibilidad a la frecuencia de 3000Hz. A la frecuencia de 1000Hz, basta una presión de 2x10-5 N/m 2, (1 Pascal) tomándose este valor como nivel de referencia; para frecuencias inferiores a los 1000Hz se necesitan mayores presiones, así mismo en la zona de altas frecuencias existe un crecimiento de la curva umbral. El nivel de referencia para intensidades sonoras se puede ver en el mismo gráfico que es de w/m 2. El campo de respuesta del oído va desde los 20 a los 20KHz para una persona normal de dieciocho años, disminuyendo la frecuencia superior con la edad. Dentro del margen de 2000 a 5000Hz; la presión en el ambiente debida a la agitación térmica de las moléculas es comparable a los límites de sensibilidad, por lo que si ésta fuese superior se percibiría dentro de este margen un ruido de fondo que interferiría la percepción de las ondas sonoras de baja intensidad. Los especialistas de la audición han considerado que el oído humano se comporta como un conjunto de 24 receptores independientes dotados de cierta selectividad, y ajustados a diferentes frecuencias. Zwicker llama banda crítica a la banda pasante de cada uno de los citados receptores. Las frecuencias centrales f c de estas bandas se encuentran irregularmente repartidas entre los 50 y los 13500Hz. El ancho de banda f de cada uno de los receptores, ajustados a estas frecuencias, varía entre 100 y 3500Hz, al pasar de las bajas a las altas frecuencias. La figura 43 presenta la variación del ancho f en función de la frecuencia, pudiéndose comprobar en la misma que el ancho de banda es prácticamente constante e igual a 100Hz, para las frecuencias 60

61 inferiores a 500Hz, mientras que para las frecuencias superiores se duplica cuando la frecuencia se dobla. Figura 43. Relación entre el ancho de banda crítica y la frecuencia central de las mismas. Tono de los sonidos Recibe el nombre de tono la cualidad de los sonidos que permite distinguir entre los agudos y graves. El tono de un sonido queda determinado por la frecuencia del mismo, o por la frecuencia del sonido fundamental en el caso de que no sea puro. Se comprueba fácilmente que un sonido nos parece tanto más agudo cuanto mayor es su frecuencia, esto conduce a medir el tono de los sonidos por su frecuencia. Se ha establecido que para que el tono de un sonido pueda evaluarse, basta con que el tren de ondas que le corresponde (supuesto sinusoidal o casi sinusoidal) comprenda algunos periodos para los sonidos graves, y de algunas decenas para los sonidos agudos, es decir que tenga una duración del orden de la centésima de segundo. Llamamos frecuencias graves o bajas a las que se encuentran en la zona inferior del espectro audible, frecuencias medias a las que se encuentran alrededor de los 1000 a 2000Hz, y frecuencias agudas o altas a las que se aproximan al límite superior. Las frecuencias audibles para sonidos bastantes intensos se extienden entre los limites de 20 a 20KHz, llamada banda de audiofrecuencia. Las vibraciones de frecuencia muy pequeña y suficiente amplitud, producen una sensación de choques rítmicos, actuando entonces el tímpano como una cápsula manométrica. La impresión sonora propiamente dicha no empieza hasta llegar a la frecuencia de 16Hz, cuando se utiliza para producirla un diapasón que da sonidos casi simples, no alcanzando el carácter musical hasta los 40Hz. La menor diferencia relativa de frecuencia f/f perceptible, entre sonidos de frecuencias f y f± f y de suficiente intensidad (umbral diferencial de frecuencia), varía con la frecuencia para una intensidad determinada, siendo aproximadamente constante entre 500 y 4KHz, aumentando rápidamente en cuanto nos separamos de estos valores 61

62 (figura 44). Si por otro lado, dos sonidos de frecuencias próximas f y f actúan simultáneamente sobre el oído, se perciben pulsaciones que tienen por frecuencia absoluta f f, su desaparición para f = f permite apreciar la igualdad del tono de los sonidos con una precisión de una fracción de hertz para los sonidos graves, y de algunos hertz para los sonidos agudos. Figura 44. Diferencia de frecuencia perceptible para una intensidad determinada. El fenómeno de las pulsaciones se puede poner de manifiesto, mediante procedimientos muy variados, por ejemplo dos tubos abiertos estando exactamente al unísono producen un único sonido, pero basta con poner un dedo en la extremidad abierta de uno de ellos (lo que disminuye ligeramente su longitud efectiva, y por tanto el tono del sonido) para observar pulsaciones, que se pueden aumentar o disminuir a voluntad. Como podemos ver el tono es una magnitud subjetiva y la frecuencia es una magnitud física medible, y no guardan una correspondencia biunívoca, aunque la primera de ellas aumente o disminuya cuando lo hace la otra, la razón de variación no es igual para ambas. En la zona de frecuencias medias los tonos se corresponden con las octavas de frecuencia, siendo una octava el intervalo entre los tonos, uno de los cuales tiene una frecuencia doble del otro, si pasamos de un tono de 1000Hz a otro de 2000Hz, recorremos una octava, pero la sensación que se experimenta en este caso no es la misma que si se pasa de 7000Hz a 8000Hz, aunque en ambos casos se haya 62

63 aumentado 1000Hz. En realidad tendríamos que recorrer otra octava, es decir pasando de 7000Hz a 14000Hz para sentir un efecto subjetivo análogo al primero. No obstante, tampoco una división del espectro de audio en octavas se ajusta exactamente a la respuesta del oído, ya que por un procedimiento experimental se ha demostrado que existen unas octavas subjetivas que difieren de las octavas físicas. Por procedimientos estadísticos en un determinado número de personas se ha fijado el valor de la octava subjetiva mediante una ley empírica que define una nueva escala de tonos. Para medir los intervalos de esta escala se utiliza la unidad mel o melio. Por definición un sonido de 1000Hz de frecuencia y 40dB de nivel de presión sonora tiene un tono de 1000 mels, en la zona inferior a las frecuencias medias cada octava viene a tener una extensión de 200 mels, mientras que para frecuencias más altas las octavas tienen extensiones mayores, del orden de 700 mels; la banda entre 0 y 16KHz, contiene 2400 mels. La explicación de este comportamiento reside en la membrana basilar, encontrándose que sonidos separados igualmente en mels, producen excitaciones en puntos de la membrana que están separados entre sí de manera también uniforme. Por tanto, existe una correspondencia directa entre la escala mel y la localización en la membrana basilar de los puntos sensibles a las diversas frecuencias. Cada milímetro de la membrana corresponderá aproximadamente a un intervalo de unos 100 mels. Como se puede ver la escala de mel es puramente subjetiva, por lo que variará con cada individuo. En algunas medidas de audio se utiliza otra escala distinta, lineal en tono subjetivo cuya unidad es el bark equivaliendo aproximadamente un bark a 100 mels, por lo que la banda de audio comprende unos 24 bark. La variación del tono subjetivo bark con la frecuencia se ve en la figura 45. Observando como a partir de 1000Hz la pendiente de la curva es bastante uniforme, correspondiendo a cada octava unos 4 bark, por debajo de 400Hz la pendiente es muy pequeña, y entre 50 y 100Hz apenas hay 1 bark de diferencia. 63

64 Niveles de los sonidos. Figura 45. Variación del tono subjetivo en función de la frecuencia. Un sonido de determinada naturaleza parece tanto más fuerte, cuanto mayor sea la amplitud de las vibraciones en la proximidad del oído. Cuando nos alejamos de la fuente sonora la intensidad del sonido disminuye de una forma inversamente proporcional con la distancia, cuando el sonido se emite en un medio homogéneo, isótropo y no absorbente, propagándose en forma de ondas esféricas. Como ya hemos visto, una fuente sonora emite una energía que se transmite a través de cada región del medio que rodea a la fuente, en el caso de que no existan pérdidas en el medio, toda la potencia radiada por la fuente deberá atravesar a una superficie que envuelva a la misma. Si la fuente sonora es omnidireccional, la potencia es igual al producto de la intensidad por el área de la superficie que la rodea, si la fuente sonora es direccional, la energía emitida se calculará por integración. La intensidad sonora es difícil de medir haciéndolo generalmente con la presión sonora en un número suficiente de puntos de la superficie esférica que envuelve a la fuente. De forma análoga a como antes hemos estudiado la distinción entre frecuencias para una determinada intensidad, si mantenemos constante la frecuencia cambia la intensidad, este cambio debe tener un cierto valor para detectarlo el oído. Si la intensidad es I y la variación I, el porcentaje del cambio será I/I y su mínimo valor para que el oído lo distinga se denomina sensibilidad diferencial para las intensidades. Esta sensibilidad es casi constante e independiente del valor de la intensidad dentro de un amplio margen de frecuencias, (figura 46) 64

65 En la zona en la que el umbral diferencial de intensidad es prácticamente constante, la variación relativa I/I corresponde a una variación del nivel de intensidad percibido mediante la expresión dada por Weber: I = L I K que fue modificada posteriormente por Fechner, adoptando la forma L=K log I Figura 46. Diferencia de intensidad perceptible en función de la frecuencia para una determinada. La experiencia pone de manifiesto que las variaciones de intensidad de un sonido no son proporcionales a las variaciones de nivel de intensidad que recibimos, éstas siguen la ley de Weber-Fechner, que establece que la magnitud de un nivel es proporcional al logaritmo del estímulo que lo provoca, aunque sólo sea aproximadamente exacta, en al región de intensidades y frecuencias medias. El carácter logarítmico del nivel respecto al estímulo supone un crecimiento muy reducido para grandes incrementos de la intensidad sonora. De acuerdo con la relación obtenida por Weber-Fechner, tenemos la expresión: L 1 = 10 log I db I re donde I re =10-12 w/m 2 que es el valor de la intensidad umbral para una frecuencia de 1000Hz. El máximo valor que tolera el oído es el de una intensidad de 1 w/m 2, que produce una sensación dolorosa, siendo el nivel de intensidad: L I max 10 log 1/10-12 =10log 12 = 120dB (re w/m 2 ) Por tanto, vemos que el campo de audibilidad viene expresado entre 0 y 120dB, siendo el cero ficticio, ya que no se trata de un cero absoluto, sino de referencia a nuestra fisiología (figura 47). 65

66 Al ser el decibelio una manera de expresar matemáticamente la presión sonora, es una magnitud física medible, no guardando una relación con el nivel sonoro o sonoridad, por lo que es necesario crear una nueva unidad para medir una magnitud subjetiva. La mejor manera de medirla es reunir un grupo de personas, someterlas a determinados estímulos, anotar sus reacciones, analizar los resultados y llegar a una conclusión que nos dé una ley empírica. Así como el umbral de audibilidad es una característica fisiológica, cuya definición no es ambigua, puesto que un sonido se escucha con claridad o no se escucha, la intensidad subjetiva de un sonido es una magnitud cuya definición no es fácil. Por otra parte, la misma no puede tener sentido nada más que si se parte de la hipótesis de que dos sonidos de distinto espectro de frecuencias pueden originar sensaciones comparables entre sí, lo que desde luego no es evidente, aunque diferentes pruebas experimentales han demostrado que son posibles tales comparaciones. Figura 47. Niveles de audición en db, relativos a w/m 2 y 20µPa. La intensidad subjetiva de un sonido queda definida de una forma relativa, comparando la sensación originada por este sonido con la de otro sonido de referencia. Si las dos producen la misma sensación de intensidad, se puede decir que ambos tienen la misma intensidad subjetiva. En la práctica se emplean dos referencias: 1 o ) los sonidos puros de 1000Hz de frecuencia y nivel de presión sonora ajustable y 2 o ) las bandas de ruido blanco centradas en los 1000Hz, con una anchura de 100Hz y un nivel de presión sonora ajustable. Cuando un sonido se compara con la primera de las referencias su intensidad subjetiva se llama sonoridad y si se compara con la segunda, la intensidad subjetiva se llama ruidosidad. Si se duplica la sonoridad de un sonido, se duplica la sensación de intensidad experimentada. 66

67 Fletcher y Munson dedujeron experimentalmente la relación existente entre el nivel de presión sonora, el nivel sonoro y la frecuencia sobre un gran número de jóvenes con edades comprendidas entre los dieciocho y los veinticinco años, con audición normal, las líneas isofónicas de la figura 48, presentan los niveles sonoros que debía alcanzar un sonido sinusoidal de frecuencia f, para producir la misma sensación auditiva que un sonido sinusoidal de 1000Hz de frecuencia y un nivel de intensidad dado. Es decir, la característica subjetiva de un sonido, se conoce por su sensación sonora que se determina mediante su intensidad. La línea isofónica es la que presenta puntos de igual fuerza sonora, es decir, a lo largo de cualquiera de estas líneas los sonidos parecen igualmente intensos, aunque las intensidades reales varíen notablemente. El valor umbral para bajas frecuencias es del orden de 60dB, pero a medida que la frecuencia aumenta, el oído presenta una mayor sensibilidad, siendo máxima a los 3000Hz, superados los cuales necesita un nuevo aumento de intensidad. Para intensidades mayores, el oído no presenta una variación tan acusada de su sensibilidad y las líneas isofónicas tienden a ser cada vez más horizontales. Figura 48. Curvas de igual nivel sonoro expresadas en db (re w/m2) (ISO R 226). Las curvas situadas a la derecha de los 1000Hz tienen un trazado muy parecido, repetido en todos los niveles en acusado contraste con las variaciones a bajas frecuencias. Teniendo una curva como el nivel inicial, si se aumenta en decibelios, supondrá desplazar la curva paralelamente asimisma y hacia arriba una cantidad constante, encajando de una forma aproximada la parte de la curva situada a la 67

68 derecha de los 1000Hz, con la línea homóloga del nivel superior, mientras que la parte de la izquierda quedará elevada de forma creciente según disminuyen las frecuencias. La sensación auditiva indicará que el incremento no ha sido equipotencial, sino más acusado para las bajas frecuencias, de forma inversa al reducir la potencia se empobrecerán las bajas frecuencias. Debido a que el timbre consiste en una serie de frecuencias secundarias y más altas, que acompañan al fundamental, se verá alterado por lo expuesto anteriormente al tener la sensación de que frecuencias resaltan más que otras, cuando se varía la potencia sonora. Los amplificadores de buena construcción tienen compensado este efecto, no amplificando igualmente todas las frecuencias, sino teniendo en cuenta las variaciones de la isofonía. Las líneas isofónicas superiores muestran un mayor paralelismo a lo largo de toda la curva, es decir que para niveles altos, no existirán tan acusadas las desigualdades anteriores. La medida de la intensidad de un sonido, tomando como unidad el decibelio, tiene el inconveniente de que siendo el nivel sensitivo variable con la frecuencia, una determinada cantidad de decibelios supondrá un sonido que parecerá más o menos intenso según su frecuencia, para evitar este inconveniente se introduce el concepto de fon o fonio. De la misma forma que el decibelio es una medida invariable desde el punto de vista físico (objetivo), que representa una determinada presión de las ondas sonoras, susceptible por tanto de medirse con una exactitud que depende de la precisión del aparato usado, el fon es una unidad físicamente variable, pero sensitivamente (subjetivamente) constante, o sea que en las curvas isofónicas el número de fonos se mantendrá constante a lo largo de cualquiera de ellas. Por tanto, el fon es una unidad de nivel sonoro de un sonido, que es juzgado por un observador medio numéricamente igual al nivel de intensidad en decibelios de un tono puro de 1000Hz. Como vemos, a la frecuencia de 1000Hz el número de fonos y de decibelios coinciden, es decir 1 fon = 1dB. Por ejemplo, un tono puro de 100Hz de frecuencia y un nivel de intensidad de 50dB, produce igual nivel sonoro que un tono puro de 1000Hz cuyo nivel de intensidad es de 40dB, siendo el nivel sonoro de 40 fonos. Debido a que el fon depende de datos experimentales con la imprecisión inherente a ello, no respondiendo además a ningún principio matemático ni escala de medida fija, el fon no resulta muy útil. El decibelio en cambio, reúne una serie de ventajas como unidad de medida de intensidad sonora tales como; invariabilidad e independencia de las condiciones físicas, relación exacta entre intensidades de sonidos distintos susceptibles de medirse con creciente exactitud por aparatos de medida distintos; posibilidad de que el sonido pueda tratarse como algo ponderable. La escala de fonos presenta algunas incongruencias como por ejemplo, la imposibilidad de sumarlos. Si se producen dos señales una de 200Hz con una sonoridad de 70 fonos y otra de 4000Hz con la misma sonoridad, el resultado final no son 140 fonos, sino que ambos tonos se perciben con una sonoridad total de 80 fonos. Se ha demostrado que para niveles mayores de 40 fonos, se necesitan 10 fonos más para duplicar la sensación de sonoridad. Esto se observa haciendo experiencias con un cierto número de personas, y de igual forma que las relaciones de sonoridad no son proporcionales a los incrementos del nivel 68

69 sonoro, no suponiendo lo mismo, aumentar un determinado número de fonos en las bajas que en las altas sonoridades. Debido a estas imprecisiones, Fletcher, Robinson, Stevens y otros, elaboraron una nueva escala subjetiva de intensidades, la escala son o sonio, basándose en observaciones tales como que la audición de un mismo sonido con los dos oídos, supuestos normales e igualmente sensibles, da lugar a una sensación de sonoridad dos veces más acusada que la audición de dicho sonido empleando un solo oído; por otra parte si dos sonidos de frecuencias muy diferentes se escuchan simultáneamente, estimulan porciones diferentes de la membrana basilar, actuando la respuesta subjetiva en forma aditiva, con anterioridad ambos sonidos se habían ajustado al mismo nivel sonoro por separado, siendo en su escucha simultánea cuando se produce el efecto de suma. Se puede establecer una escala subjetiva de intensidades o nivel de sonoridad y trazar una curva de correlación entre fonos (unidad fisiológica) y sonos (unidad subjetiva) según se observa en la figura 49. Figura 49. Curva de correlación entre fonos y sonos. La unidad de sonoridad es el son que se define como la sonoridad de un tono de 1000Hz y 40dB de nivel de intensidad. Un aumento en el nivel sonoro de 10 fonos es aproximadamente equivalente a doblar el nivel de sonoridad en sonos, y un aumento de alrededor de medio fono corresponde al cambio mínimo perceptible en nivel sonoro. Existe una expresión que nos permite determinar el número de sonos que equivalen a unos fonos, y es: F - 40 S=

70 La figura 50 muestra los campos de frecuencia y niveles de presión sonora en los que se desarrollan la mayoría de los sonidos que nos rodean. Figura 50. Área de audición humana y lugares que ocupan en la misma la música y la palabra. Timbre de los sonidos Timbre Dos instrumentos musicales, interpretando la misma nota, no producen la misma impresión a nuestro oído. Por ejemplo, una nota producida por un piano no es igual a la misma nota producida por un violín, aunque ambas notas tengan idéntica frecuencia, es decir el mismo tono. La cualidad que distingue a ambas notas se denomina timbre. 70

71 Figura 51. Comparación entre tres ondas de la misma frecuencia pero con distinto contenido de armónicos. a) Onda senoidal pura. b) Suma de la onda fundamental y el segundo armónico. c) Suma de la onda fundamental y el tercer armónico. El timbre viene determinado por el número e intensidad de los armónicos que acompañan a un sonido fundamental cuando éste es emitido, y depende de las características de cada fuente sonora. Se entiende por armónicos de un sonido de una frecuencia determinada (que se denomina fundamental) a las ondas que la acompañan y cuyas frecuencias son múltiplos de la fundamental. El sonido puro, es decir, desprovisto de armónicos, no existe. Los sonidos reales siempre van acompañados de un cierto número de armónicos. En la figura 51 se han representado tres ondas de la misma frecuencia (tono) pero de distinto timbre. La onda a es una onda pura, sin armónico alguno. La onda b es el resultado de la suma de la onda fundamental más el segundo armónico y la onda c es la suma de la onda fundamental más el tercer armónico. Obsérvese que, aunque las tres ondas son de la misma frecuencia, sus perfiles son muy diferentes. En la práctica las formas de ondas son aún mucho más complejas, ya que son resultados de la suma de la fundamental con un cierto contenido de armónicos. La intensidad de los armónicos es, en general, diferente de la fundamental y para cada uno de ellos tienen un valor determinado. La componente de estos armónicos es lo que da al sonido su timbre característico. 71

72 Se dice que un sonido es rico en armónicos y bien timbrado, cuando la onda fundamental está acompañada hasta el sexto o el séptimo armónico, en una combinación equilibrada para las intensidades de cada uno de ellos. Si la onda fundamental va acompañada de armónicos altos (por encima del séptimo), la calidad del sonido es áspera. La frecuencia de los armónicos siempre es múltiplo entero de la frecuencia de la onda fundamental. Así, si la frecuencia de un sonido es de 600Hz, el segundo armónico tiene una frecuencia de 1200Hz, el tercero de 1800Hz, el cuarto de 2400Hz, etc. Cuando un sonido va acompañado de otros cuyas frecuencias no son múltiplos enteros de la fundamental (no son armónicos), los sonidos que de ellos se derivan se denominan ruidos (vibraciones aperiódicas). Generalmente los sonidos que se perciben no son tonos puros, sino que son una combinación de frecuencias relacionadas armónicamente, como por ejemplo los sonidos producidos por un instrumento musical. La composición de un sonido viene determinada por un análisis espectral, siendo el espectro de un sonido el conjunto de todas las componentes de frecuencia, viniendo dada por una gráfica que relaciona amplitudes en función de la frecuencia. El timbre es la cualidad que distingue a los sonidos del mismo tono y de igual intensidad, emitidos por fuentes de diferente naturaleza, por ejemplo cuando los distintos instrumentos de una orquesta se acordan, se puede a pesar de todo, distinguir por su timbre la nota musical emitida por cada una de ellos, de forma análoga si una cuerda vibrante se ataca sucesivamente en un mismo punto, por percusión con un martillo de goma o por rozamiento con un cuerpo de corte vivo (casos de piano o violín), se percibe claramente la diferencia de timbre. Las diferencias de timbre de dos sonidos musicales, se explican por el hecho de que estos sonidos no son simples. Es muy difícil encontrar un sonido realmente simple, no obstante existen casos en los que se producen este tipo de sonidos, como por ejemplo un diapasón. La descomposición de un sonido periódico en serie de Fourier corresponde a una realidad para el oído, ya que es capaz de funcionar como un analizador armónico y percibir los sonidos que componen la señal compleja. Sonidos adicionales y diferenciales Cuando dos tonos armónicos simples tienen aproximadamente la misma intensidad, pero con frecuencias que difieren en unos pocos ciclos por segundo, se combinan linealmente, la amplitud resultante de la vibración fluctúa con una relación igual a la diferencia entre sus frecuencias. Si los tonos se encuentran dentro del rango audible, el sonido resultante se percibe como un tono simple cuyo nivel varía en razón de la diferencia, diciéndose que percibimos batidos. El fenómeno lo explicamos a partir del proceso de audición, ya que dos frecuencias próximas, estimulan la misma porción de la membrana basilar, y por tanto, tienen el mismo tono. Cuando la diferencia entre las dos frecuencias aumenta, la razón de batidos también aumenta, y para una razón de 6 o 7 batidos por segundo el sonido suavemente conserva su variación característica. Para una razón de batidos elevada, el nivel no parece prolongarse variando 72

73 suavemente, y un aumento considerable en la diferencia de frecuencias hace que el sonido parezca duro y discordante. La razón de batidos y su aspereza, parece depender, entre otros factores, de la frecuencia media en las proximidades de 1000Hz, es alrededor de 170 batidos por segundo. Cuando dos tonos puros en el rango audible, difieren en frecuencia una cantidad que se encuentra en el rango audible, podemos percibir una nota que corresponde a esta diferencia de frecuencia. La nota resultante se llama sonido diferencial y su presencia es un resultado directo de la no linealidad del oído. Los armónicos que el oído puede separar en un sonido complejo existen objetivamente en general en la vibración sonora, pudiendo ponerlos en evidencia mediante un receptor sin distorsión y un análisis armónico, pero la experiencia indica que la audición de un sonido simple o compuesto, puede conducir a percibir frecuencias que no existen objetivamente en la vibración que actúa, debiéndose su apreciación al funcionamiento del oído. Un sonido sinusoidal de frecuencia f, originado por un diapasón, puede provocar la audición simultánea del sonido de frecuencia 2f. Como ya hemos indicado anteriormente, la audición de dos sonidos de frecuencias f y f (siendo f < f) puede acompañarse de las del primer sonido diferencial de frecuencia f f, del primer sonido adicional f+f, y también en principio de los sonidos de orden superior, diferenciales 2f f, 2f f, y adicionales 2f +f, 2f +f, Todo esto se ha estudiado experimentalmente, realizando dos grabaciones de la misma melodía vocal o instrumental, en una de las grabaciones se han suprimido por medio de filtros acústicos necesarios, los sonidos fundamentales, no dejando más que los armónicos. Se ha comprobado que la audición de las dos grabaciones una con supresión de los fundamentales y otra sin esa supresión han dado un resultado muy aproximado, debido a que el oído reconstruye el sonido fundamental, como un sonido diferencial. Este último fenómeno tiene aplicaciones como por ejemplo, en el caso de las escuchas telefónicas que no reproducen los sonidos de frecuencia inferior a un cierto valor, permitiendo no obstante que estas frecuencias se perciban. Existen dos procedimientos experimentales de este problema, uno basado en observaciones subjetivas y otro en la medida de los potenciales del caracol. Efectos de enmascaramiento Un sonido de la gama audible, sólo puede percibirse por una persona, cuando su nivel de presión sonora sobrepasa un límite inferior (umbral de audibilidad). En ausencia de todo ruido parásito, éste límite es el umbral absoluto de audibilidad. En presencia de un ruido parásito, el mismo sonido debe tener un nivel más alto para que se pueda distinguir, entonces el umbral de audibilidad correspondiente es más alto que el umbral absoluto de audibilidad. En este caso se dice que el ruido parásito hace de enmascaramiento, siendo su efecto la diferencia en decibelios entre los dos umbrales. El fenómeno de enmascaramiento tiene una gran importancia en la vida diaria, ya que su acción puede ser tan beneficiosa como perjudicial. Debido a este efecto, no escuchamos con frecuencia las conversaciones ajenas, los sonidos de los aparatos de radio y televisión, etc., ya que son enmascarados por otros sonidos. Por el contrario, debido al enmascaramiento, no se pueden mantener conversaciones tranquilas, o la 73

74 audición de música en un local ruidoso. La exposición a ruidos intensos puede disminuir temporalmente, o de forma definitiva, el umbral de audibilidad. La Organización Internacional de Normalización (ISO), recomienda caracterizar la variación del umbral de audición por la medida de pérdida de agudeza auditiva a las frecuencias de 500, 1000 y 2000Hz, y considera que la capacidad de audición está muy alterada, cuando el promedio procedente iguala o sobrepasa los 25dB. Este límite no se puede aceptar sin reservas, ya que puede suceder que una pérdida media inferior a 25dB a las frecuencias anteriormente mencionadas, vaya acompañada de una marcada pérdida a frecuencias superiores a 2000Hz, capaz de provocar grandes alteraciones en el poder de audición. En el caso de que el ruido soportado sea intermitente o de nivel variable, se supone que sólo cuenta la energía total que la persona haya recibido, siendo posible encontrar un ruido de nivel constante equivalente energéticamente al ruido soportado. El efecto de enmascaramiento debido a un ruido depende del reparto espectral del mismo, ya que se origina no sólo por sonidos que tienen la misma frecuencia que los componentes del ruido, sino también por otras frecuencias; sin embargo, el efecto es máximo para las frecuencias de las componentes. En la figura 52 se presenta en lo que se convierte el umbral de audibilidad en presencia de un ruido de banda estrecha, es decir, aquel cuyas componentes quedan comprendidas dentro de un intervalo pequeño (por ejemplo un tercio de octava). En el caso considerado la frecuencia central de la banda es de 1000Hz. Se verifica, que para ser audibles, los sonidos cuya frecuencia se encuentra en la banda de ruido tienen que tener un nivel de presión sonora que no sea inferior al nivel de presión de la banda de ruido disminuido en 4dB. 74

75 Figura 52. Valor del umbral de audibilidad de los sonidos en presencia de una banda de ruido estrecha y centrada en 500Hz y nivel de presión L p. Fuera de esta banda, el efecto de enmascaramiento disminuye rápidamente, y mucho más deprisa para los sonidos de frecuencia superior. Si el ruido es de banda ancha, se le puede considerar como resultante de la superposición de ruidos de banda estrecha, y su efecto de enmascaramiento se puede determinar partiendo del conocimiento de los efectos de las distintas bandas componentes. Consideremos ahora, el caso de tonos puros, en los que la sensación de intensidad se ve influenciada por el llamado efecto de enmascaramiento que se produce cuando los sonidos están muy próximos en frecuencia, por ejemplo un tono de 300Hz y un nivel sonoro de 70fonos (8 sonos), así como un tono de 5000Hz con el mismo nivel sonoro, dan un nivel sonoro total que es la suma en niveles de sonoridad de 16 sonos, los que es lo mismo 80 fonos. En cambio, si tenemos dos tonos de la misma frecuencia con el mismo nivel de sonoridad, la sensación producida por los dos al mismo tiempo, no es doble de la que produce uno sólo, sino ligeramente mayor, o sea la suma directa de sonoridades sólo puede llevarse a cabo entre sonidos que estén muy separados en frecuencias. Cuanto más cerca estén, más se influencian mutuamente y la sonoridad total es inferior a la suma de las sonoridades de ambos por separado. Este efecto se denomina de enmascaramiento parcial, el cual puede llegar a ser total cuando hay, además de una gran proximidad en frecuencia, una notable diferencia en cuanto a sonoridad, o sea un sonido fuerte oculta por completo uno débil, que no puede percibirse y que, por tanto, no contribuye a aumentar la sonoridad. Generalmente, tanto el sonido enmascarante como el enmascarado son formas de onda muy complejas. Sin embargo, este fenómeno se ve más fácilmente mediante el estudio de casos especiales en los que ambos sonidos son tonos puros sinusoidales. 75

76 Resultados experimentales de este tipo se muestran en la figura 53, para dos frecuencias enmascarantes de a) 400Hz y b) 2000Hz. En cada caso la frecuencia del tono enmascarado se indica en el eje de las abscisas, y el umbral en decibelios para diferentes intensidades del tono enmascarante que se dan en el eje de ordenadas. Observamos que el enmascaramiento de un tono puro por otro, es más aparente cuando los tonos son aproximadamente de la misma frecuencia, y que también en general un tono enmascara señales de alta frecuencia más efectivamente que otros de baja frecuencia. Por ejemplo, una señal de 1000Hz de frecuencia y un nivel de intensidad de 40dB es enmascarado completamente por un tono de 400Hz cuyo nivel de intensidad es de 80dB. Una consideración de los armónicos generados por el tono enmascarante permite explicar este efecto. Para el tono de 400Hz y 80dB, los armónicos tienen frecuencias de 800, 1200, 1600Hz teniendo niveles análogos al fundamental, por lo que uno u otro de estos armónicos tendrá aproximadamente la misma frecuencia que alguna señal superior al rango audible, proporcionando un enmascaramiento efectivo. Por otro lado, los armónicos de tono de 2000Hz, tienen frecuencias de 4000Hz y superiores por lo que no enmascaran el tono de 1000Hz. La hendidura observada en cada una de las curvas cuando la frecuencia de la señal es aproximadamente análoga a la frecuencia enmascarante, se debe a la aparición de batidos que permiten reconocer la presencia de una señal. Figura 53. Efecto de enmascaramiento de un tono puro por otro: a)400hz, b)2000hz. Como se puede apreciar, todos los sonidos que se encuentran por debajo de una cualquiera de las curvas, cuyo nivel de presión sonora se encuentra en el eje de ordenadas y frecuencia en el eje de abscisas, están enmascarados por el tono, cuyo nivel de presión sonora se encuentra sobre la curva. El sonido enmascarador debe tener como mínimo un nivel de presión sonora de unos 20dB superior al enmascarado. El enmascaramiento se atenúa si los sonidos aparecen desfasados. El efecto de enmascaramiento es más pronunciado cuanto mayor sea el valor del nivel de presión sonora del sonido enmascarante (100dB y 40dB figura 53a). Lo expresado anteriormente se explica, debido a que un sonido enmascarante pone en vibración la membrana basilar, no sólo con un máximo de vibración en el punto correspondiente a la frecuencia de excitación sino también en una amplia región en la dirección de las ventanas oval y redonda. Si otro sonido de mayor frecuencia llega al oído, donde para percibir se tiene que producir un desplazamiento de la membrana basilar, en el punto correspondiente a su frecuencia, mayor que el producido por la señal enmascarante. El nivel de audición de la segunda señal, lo fija el sonido 76

77 enmascarante, por tanto, un sonido no enmascara señales de frecuencia inferiores a la suya. El espectro completo de las frecuencias de la palabra va desde los 100 hasta los 10KHz, pero test de articulación han mostrado que la banda de frecuencias más importante de la palabra de acuerdo con la inteligibilidad de la misma se extiende desde los 1000 hasta los 2000Hz. Si sólo reproduce esta banda, las demás frecuencias son suprimidas mediante una red de filtros, la inteligibilidad no resulta seriamente afectada, siendo difícil distinguir una voz de un hombre de la de una mujer. El tipo de enmascaramiento sonoro que se encuentra con mayor frecuencia en la vida real, es el debido al ruido, teniendo un espectro de frecuencias esencialmente continuo. En comunicaciones de radio o telefónicas, este tipo de interferencia se debe generalmente al ruido de las habitaciones en las que se encuentran estos aparatos. Este fenómeno presenta un gran interés en sistemas de comunicación, con el fin de determinar qué cantidad de enmascaramiento es tolerable, así como investigar los procedimientos para reducir esta interferencia. La sonoridad es independiente de la duración cuando ésta es mayor de unos 100ms; cuando es menor, se necesita aumentar el nivel de presión sonora del ruido para obtener la misma sonoridad. Se ha comprobado que la constante de tiempo del oído viene a estar precisamente alrededor de los 100 a 200ms. 77

78 CAPITULO 4 ECUALIZADORES Y MEZCLADORES 78

79 Tipos de ecualizadores ECUALIZADORES Y MEZCLADORES Los ecualizadores reciben diferentes nombres según la función a que se destinan, la banda de frecuencia en la que actúan y su forma de actuación sobre el ancho de banda tratado. En un principio podemos dividir a los ecualizadores en dos grandes grupos: ecualizadores pasivos y ecualizadores activos. Se entiende por ecualizador pasivo aquel en el que no interviene ningún componente que amplifique la señal, tales como transistores o circuitos amplificadores operacionales integrados. Este tipo de ecualizador el tratamiento de la señal se efectúa mediante resistencias, condensadores y bobinas. Dado que estos componentes provocan una atenuación de la señal, en los ecualizadores pasivos se hace necesario añadir una etapa amplificadora, la cual restituye el nivel de entrada del circuito, aunque naturalmente con la modificación introducida por el ecualizador. En los ecualizadores activos es controlada por los elementos que comportan amplificación, aunque también intervienen resistencias, condensadores y bobinas. Por la zona de frecuencia tratada, los ecualizadores se dividen en baja media y alta frecuencia. El punto de frecuencia nominal y que clasifica ala ecualizador viene dado por el máximo refuerzo-atenuación que producen sobre una frecuencia dada. Así si las características de un ecualizador nos indican ±12dB a 63Hz, podemos interpretar que a dicha frecuencia el máximo refuerzo-atenuación es de 16dB. Naturalmente las frecuencia próximas a 63Hz también quedarán modificadas, aunque en menor cuantía cuanto más nos alejemos del valor de 63Hz. Filtros pasa bajos y pasa altos. Los filtros pasa bajos (PB) son dispositivos que intercalados en el camino de la señal, permiten pasar todas las frecuencias que están por debajo de cierta frecuencia llamada frecuencia superior de corte, bloqueando en cambio las frecuencias superiores a la misma. En la práctica los filtros pasa bajos reales no bloquean totalmente las altas frecuencias sino que las atenúan a razón de cierta cantidad de db por octava. Los valores típicos de atenuaciones son 6dB/oct, -12dB/oct y 18dB/oct. Como se muestra en la figura 54. Los filtros pasa bajos se utilizan con frecuencias de corte que varían entre 3KHz y 20KHz. Se aplica para eliminar ruido de alta frecuencia en señales de banda limitada. Por ejemplo una señal grabada con un micrófono con respuesta en frecuencia hasta 12KHz podría contener ruido de cinta de frecuencias mayores de 12KHz que seria deseable eliminar. 79

80 Figura 54. Respuesta en frecuencia de un filtro pasa bajos ideal y de tres pasa bajos reales con diferentes pendientes de corte. Los filtros pasa altos (PA) cumplen la función opuesta a los de pasa bajos intercalados en el camino de la señal bloquean las frecuencias menores que la frecuencia inferior de corte dejando inalterada la señal por encima de dicha frecuencia igualmente los pasa bajos, los pasa altos reales permiten hasta cierto punto el paso de las bajas frecuencias atenuadas. En la figura 55 se ilustra está situación. Los filtros pasa altos se utilizan con la misma finalidad de los pasa bajos: la eliminación de bandas de frecuencia únicamente aportan ruido. Figura 55. Respuesta en frecuencia de un filtro pasa altos ideal y de tres pasa altos reales con diferentes pendientes de corte Filtro paso bajo pasivo. Los filtros paso bajo están compuestos por una o dos bobinas o resistencias en serie con la línea transmisora de la información y uno o dos condensadores en derivación con dicha línea. Según el número y disposición de dichos componentes, los filtros paso bajo reciben el nombre de filtro pasa bajo en L, filtro paso bajo en T, o filtro paso bajo en π. En todas estas figurásemos dibujado inductancias, pero pueden realizarse igualmente con resistencias, aunque entonces la respuesta del filtro a las distintas frecuencias varía una resistencia se opone por igual a todas las frecuencias, mientras que la inductancia se oponen tanto más cuanto mayor sea el valor de la frecuencia. Así en el circuito de la figura 56, las inductancias dejan pasar las bajas frecuencias y se oponen al paso de las altas, y los condensadores dejan pasar (cortocircuitan) las altas frecuencias y se oponen al paso de las bajas frecuencias. Figura 56. Filtro paso bajo 80

81 Para describir el efecto de un filtro paso bajo supongamos que a los bornes de entrada de cualquiera de los filtros, se le aplica una señal de audio de frecuencia variable entre 20Hz y 20KHz. A la salida del filtro se conecta al amplificador. La tensión proporcionada por el micrófono, cápsula o cualquier otro transductor electroacústico la supondremos constante, aunque de hecho no sea así, pero nos servirá para comprender el funcionamiento del filtro. Si medimos el valor de la tensión de salida del filtro a diferentes frecuencias observamos que ésta disminuye al aumentar la frecuencia. (figura 57) Figura 57. A la salida del filtro paso bajo la tensión disminuye al aumentar la frecuencia Todo lo expuesto se debe a que toda bobina presenta una reactancia inductiva baja a las bajas frecuencias y alta a las altas frecuencias, mientras que los condensadores actúan de forma inversa, es decir, presentan una resistencia capacitiva elevada para las bajas frecuencias y baja para las altas frecuencias. En todo filtro pueden determinarse dos frecuencias, denominadas frecuencia de corte inferior y frecuencia de corte superior. La frecuencia de corte inferior es aquella para la cual el filtro suministra unas tensión de salida igual al 70.7% de la tensión de entrada y para las frecuencias bajas. La frecuencia de corte superior es aquella para la cual el filtro suministra una tensión de salida igual al 70.7% de la tensión de entrada y para las frecuencias altas. En un filtro paso bajo la frecuencia de corte es de 0Hz, pues deja pasar todas las frecuencias por debajo de un determinado valor, la frecuencia de corte superior de un filtro paso bajo viene dada por la fórmula: f cs = 1 / [ π (C L) ] en el caso de filtro con inductancia y capacidad, o bien por f cs = 1 / (2π RC) en el caso de filtro con resistencia y capacidad. Así un filtro paso bajo como el de la figura 56, formado por una inductancia de 140mH y un condensador de 33μF, la frecuencia de corte será: f cs = 1 / [ π ( LC)] = 148Hz 81

82 Si se desea el mismo valor de frecuencia de corte sustituyendo a la inductancia por la resistencia, el valor de esta última será: Filtro paso alta pasivo R = 1 / (2 π f C) 33Ω El filtro opuesto al de paso bajo es el filtro paso alto. Este se compone, de una o más bobinas o resistencias y de uno o más condensadores, pero los dos tienen su situación invertida es decir los condensadores se conectan en serie con la línea y la bobina o resistencia en derivación. Según el número y disposición de dichos componentes, los filtros de pasa alto reciben el nombre de filtro paso alto en L (figura 58), filtro paso alto en T (figura 59), o filtro paso alto en η (figura 60). Figura 58. Filtro paso alto en L. Figura 59. Filtro paso alto en T. Figura 60.Filtro paso alto en η Al igual que los filtros paso bajo, en los filtros paso alto las inductancias dejan pasar las bajas frecuencias y se oponen al paso de las altas, y los condensadores dejan pasar las altas frecuencias y se oponen al paso de las bajas. Para describir el funcionamiento del filtro paso alto operaremos de igual forma a la descrita para los de paso bajo, obteniendo sin embargo a la salida del filtro una curva como la que se muestra en la figura 61, en la que puede apreciarse cómo el valor de la tensión de salida aumenta al aumentar la frecuencia. 82

83 Figura 61. A la salida del filtro paso alto la tensión aumenta al aumentar la frecuencia. En un filtro paso alto la frecuencia de corte inferior viene dada por la fórmula: f ci = 1 / [ 4π (R C)] en el caso de filtro con inductancia y capacidad f ci = 1 / (2πRC) en el caso de filtro con resistencia y capacidad. La frecuencia de corte superior es infinita, puesto que cuanto mayor sea la frecuencia mejor podrá atravesar el condensador del filtro. Filtro paso banda pasivo Tanto en el filtro de paso bajo, como el paso alto existe siempre un límite para una determinada frecuencia. Encima de esta frecuencia límite empieza para el filtro de paso alto el régimen de paso y por debajo de ella está el régimen de bloqueo. En otro tipo de filtro, denominado paso banda, el régimen de paso está entre dos regímenes de bloqueo. Los filtros de paso banda se llaman comúnmente filtro de banda y están compuestos por un circuito LC serie que se opone al paso de cualquier frecuencia excepto la de resonancia y las comprendidas en el ancho de banda del circuito. Algunos filtros paso banda disponen además de un circuito resonante LC derivación en paralelo con carga, con el fin de cortocircuitar a masa las frecuencias bloqueadas por el circuito LC serie. En la figura 62 puede ver los esquemas de los tres circuitos filtro paso banda. Figura 62. Tres circuitos distintos de filtros paso banda 83

84 Para describir el funcionamiento de este filtro recurriremos al mismo circuito y condiciones expuestas con los anteriores, es decir una fuente (micrófono, cápsula o cualquier otro transductor electroacústico) que proporciona una frecuencia variable entre 20Hz y 20kHz que se conecta a la entrada del filtro, con tensión de valor estable. Los valores de tensión que se obtendrán a la salida dependerían de la frecuencia, según se muestra en la figura 63. Figura 63. A la salida del filtro paso banda sólo tienen paso una gama de frecuencias comprendidas entre los límites determinados El efecto del filtro paso banda consiste en dejar pasar una gama de frecuencias comprendidas entre dos límites y oponerse a las frecuencias por encima y por debajo de dichos límites. Esto queda reflejado en la figura 63, en la que se muestra la tensión de salida del filtro en función de la frecuencia. Observe que la tensión está amortiguada para las frecuencias comprendidas entre 0Hz y las frecuencias de corte inferior del filtro y para las frecuencias comprendidas entre la frecuencia de corte superior y una frecuencia de valor infinito. En un filtro paso banda la frecuencia de corte inferior viene dada por la fórmula: f ci = f r ( A b / 2 ) y la frecuencia de corte superior por la fórmula: f ci = f r + ( A b / 2 ) En estas dos fórmulas f r es la frecuencia de resonancia del circuito y A b es el ancho de banda del circuito y viene dado por el cociente f r / Q (Q= factor de calidad del circuito). Así, para un filtro paso banda compuesto por una inductancia de 16mH en serie con una capacidad de 10ηF, y con un factor de calidad del circuito de Q=10, se procede como sigue para el cálculo de las frecuencias de corte superior e inferior. Frecuencia de resonancia: f r = 1 / [2π (L s C s )] f r = 1 / [ 2*3.14* (16*10-3 * 10*10-9 )] f r 12.58kHz 84

85 Ancho de banda: A b = f r / Q = 12.58kHz/10 A b = 1258Hz Frecuencia de corte inferior: frecuencia de corte superior: f ci = f r ( A b / 2 ) = 12580Hz (1258Hz / 2) f ci = 11951Hz f cs = f r + ( A b /2 ) = 12580Hz + ( 1258Hz / 2 ) f cs = 13209Hz Así, todas las frecuencias por encima de 13.2KHz y por debajo de 11.95KHz, son bloqueadas por el filtro. Filtro para banda pasivo El filtro para banda es justamente lo contrario del filtro paso banda. En el filtro para banda el régimen de bloqueo está entre dos regímenes de apertura. Los filtros para banda están compuestos por un circuito resonante LC derivación que se opone al paso de la frecuencia de resonancia y dejan pasar las frecuencias por encima y por debajo del ancho de banda del circuito. Algunos filtros para banda disponen también de un circuito resonante LC serie en derivación con la carga, que cortocircuita a masa las frecuencias bloqueadas por el circuito LC derivación. En la figura 64 puede ver los esquemas de tres circuitos filtro para banda. Figura 64. Tres circuitos distintos de filtros para banda En la figura 65 se muestra cómo a la salida del filtro la tensión queda amortiguada entre dos frecuencia determinadas, es decir, entre la frecuencia de corte superior y la frecuencia de corte inferior del filtro. 85

86 Figura 65. A la salida del filtro para banda sólo tienen paso las frecuencias por debajo y por encima de unos límites determinados En un filtro para banda las frecuencias de corte inferior y superior se calculan mediante las mismas fórmulas de los filtros paso banda. Veamos un ejemplo de cálculo: supóngase un filtro para banda compuesto por un circuito resonante LC derivación en serie con la carga. El valor de la inductancia es de 4.3mH y el condensador de 47ηF. Sabiendo que el factor de calidad del circuito Q=10, se tiene: Frecuencia de resonancia: Ancho de banda: Frecuencia de corte inferior: Frecuencia de corte superior: f r = 1 / [2π (LC)] f r = 1 / [ 2*3.14* (4.3*10-3 * 47*10-9 )] f r = 11,195Hz A b = f r / Q = 11,195 A b 1120Hz f ci = f r ( A b / 2 ) = 11195Hz 560 f ci = 10635Hz f cs = f r + ( A b /2 ) = f cs = 11755Hz 86

87 Es decir, todas las frecuencias comprendidas entre y 11755Hz son bloqueadas por el filtro y por lo tanto no circula hacia el amplificador. Ejemplo de ecualizador RC de alta y baja frecuencia Sea visto cómo los filtros con componentes pasivos pueden amortiguar una señal de frecuencia dada. En la práctica son muchas las variantes que pueden diseñarse con resistencias, condensadores y bobinas para obtener un ecualizador. Mostraremos el circuito de la figura 66, el cual es un ecualizador RC para alta y baja frecuencia. Su funcionamiento es mediante potenciómetros P 1 y P 2 se regula la corrección de frecuencia. En el margen de frecuencias medias, el circuito es prácticamente resistivo, constando básicamente de los dos potenciómetros citados y la resistencia R. Efectivamente, en el margen de las medias frecuencias el condensador C 1 bloquea lo señal, debido a que es un condensador de elevada reactancia, mientras que el condensador C 2, de baja reactancia, cortocircuita la señal en bornes del potenciómetro P 2. Así pues, en medida frecuencia sólo P 1 y R 1 están efectivamente en el circuito. Figura 66. Circuito ecualizador RC de alta y baja frecuencia. Cuando la frecuencia de la señal disminuye, la reactancia del condensador C 1 aumenta hasta que sólo permanece en el circuito la resistencia R 1 que es constante para todas las frecuencias, sin embargo, la reactancia del condensador C 2 aumenta al disminuir la frecuencia, con lo que pasa a bloquear todas las señales y por lo tanto entra en funcionamiento el potenciómetro P 2, dando lugar a una tensión mayor a la salida del circuito. Como consecuencia de todo lo expuesto, podemos decir que la ecualización depende de la posición de los potenciómetros P 1 y P 2. Filtros activos En el diseño de un filtro activo intervienen transistores o circuitos integrados, además de las redes de componentes pasivos. Dado que la tendencia es la de utilizar es la de utilizar circuitos integrados en los circuitos ecualizadores. Filtro activo paso bajo Al igual que los filtros pasivos paso bajo, el filtro activo paso bajo permite el paso de las frecuencias inferiores a la frecuencia de corte elegida y elimina todas las frecuencias superiores. 87

88 Figura 67. Esquema de un filtro activo paso bajo con amplificadores operacionales. En la figura 67 puede ver el esquema de un filtro activo paso bajo. La frecuencia de corte se calcula por medio de la fórmula: f c = 1 / (2πRC) Así, si desea obtener una frecuencia de corte de 500Hz (todas las frecuencias inferiores a este valor serán las únicas que atraviesan el circuito), de la fórmula anterior se deduce que el producto Rc será: RC = 1 / (2πf) = 1 / (2*3.14 * 500) RC = x10-4 Si se fija arbitrariamente para C una capacidad de 4.7ηF, el valor de la resistencia R será igual a: R = 3.18x10-4 / 4.7x10-9 R 67660Ω Es decir, una resistencia de 68Ω según la serie de valores EIA. Filtro activo paso alto El esquema de un circuito activo paso alto es muy similar al de paso bajo, basta con permutar los componentes RC (figura 68). En este caso aunque el calculo de la frecuencia de corte se realiza con la misma fórmula, deberá tenerse presente que el filtro dejará pasar todas las frecuencias por encima del valor de la frecuencia de corte. 88

89 Figura 68. Esquema de un filtro activo paso alto con amplificadores operacionales Veamos un ejemplo: Supongamos que se desea que la frecuencia de corte del filtro sea de 12kHz (dejará pasar todas las frecuencias por encima de este valor); el producto RC valdrá: RC = 1 / (2πf) = 1 / (2*3.14 * 1200) 1.3x10-5 Si se fija arbitrariamente para C una capacidad de 4.7ηF, el valor de la resistencia R será en esta caso igual a: R = 1.3x10-5 / 4.7x10-9 R = 2766Ω Tomando valores normalizados, una resistencia de 2.7kΩ. Filtro activo paso banda Para la obtención de un filtro paso banda activo basta con conectar en cascada un filtro paso bajo y otro paso alto, pero con una particularidad que no debe olvidarse: el filtro paso bajo fijará la frecuencia de corte superior, y el filtro paso alto la frecuencia de corte inferior. Si no fuera así la actuación de los filtros bloquearía totalmente todas las frecuencias. En la figura 69 se puede ver el esquema de un filtro paso banda con cuatro amplificadores operacionales. Los dos primeros amplificadores, junto con el grupo RC, hacen las funciones del filtro paso bajo, con una frecuencia de corte igual a la superior del filtro paso banda. De esta forma quedan eliminadas todas las frecuencias por encima de la frecuencia de corte superior. El tercer y cuarto amplificador operacional, junto con el grupo RC, forman un filtro paso alto, cuya entrada quedan aplicadas todas las frecuencias comprendidas entre 0 y la frecuencia de corte superior del filtro paso banda. El filtro paso alto, cuya frecuencia de corte será igual a la frecuencia de corte inferior al filtro paso banda, eliminará todas las frecuencias por debajo de la frecuencia de corte inferior, por lo que a la salida se obtiene solamente las frecuencias comprendidas entre los límites deseados. 89

90 Figura 69. Esquema de un filtro activo paso banda construido por un filtro activo paso bajo y otro paso alto conectado en cascada Ecualizadores seleccionables Los ecualizadores más sencillos son aquellos que poseen puntos de trabajo prefijados por el fabricante y seleccionables por el usuario. Consta de una serie de filtros seleccionables por conmutador que actúan a voluntad del usuario. Así, puede disponer, por ejemplo, de filtros de paso alto de 30, 60 y 125Hz, o de filtros paso bajo de 10, 12 y 16KHz. Dado que la actuación de todos estos filtros no se produce necesariamente de forma individual, el resultado de la actuación de todos ellos a la vez produce una respuesta del amplificador fuertemente modificada y cuya curva corresponde a la de ecualización compuesta. Ecualizadores gráficos Reciben la denominación de ecualizadores gráficos aquellos ecualizadores en los que se visualiza la aplicación del ecualizador en su papel. En la figura 70 se puede ver el aspecto externo de uno de estos tipos de ecualizadores, y en la figura 71 un detalle del panel indicador iluminado del rango seleccionado, calibrado en decibelios. Figura 70. Ecualizador gráfico SH-8045 de TECHNICS Reciben la denominación de ecualizadores gráficos aquellos ecualizadores en los que se visualiza la aplicación del ecualizador en su papel. Los ecualizadores gráficos se presentan en la práctica con numerosas variantes y con un número variable de puntos de control de frecuencia, que puede variar entre 5 y 34 o más puntos. 90

91 Figura 71. Posición de los controles de graves y agudos después de una ecualización predeterminada Los ecualizadores gráficos más simples ecualizan cada dos octavas (63Hz, 240Hz, 1KHz, 4KHz, 16KHz). Los más completos ecualizan por octavas (16Hz, 31.5Hz, 63Hz, 125Hz, 250Hz, 500Hz, 1KHz, 2KHz, 4KHz, 8KHz, 16KHz y 32KHz). En ambos casos el ecualizador refuerza o atenúa la señal en valores del orden de ± 12dB aproximadamente, dependiendo su acción de la calidad Q de cada filtro. Para comenzar véase en la figura 72 la forma de conectar un ecualizador gráfico. Como podrá comprobar se trata de intercalar entre la platina de cassete y el amplificador el ecualizador, de forma que la señal contenida en la cinta y leída por la cabeza de lectura de la platina sea modificada por el ecualizador antes de ser amplificada por el amplificador. Figura 72. Conexión de un ecualizador gráfico Veamos ahora la constitución interna de un ecualizador gráfico. Para ello describiremos los puntos más importantes del ecualizador gráfico SH-8015 de TECHNICS. Dicho ecualizador consta de dos canales, ecualizados cada dos octavas (63Hz, 240Hz, 1KHz, 4KHz, 16KHz), en total son cinco filtros pasa banda por cada canal, que ecualizan en dos niveles distintos (± 3dB y ±12dB). El conmutador S5 modifica el rango de atenuación o refuerzo de la señal, bien sea ± 12dB o ± 3dB. Veamos ahora con un poco más de detalle la constitución de este 91

92 ecualizador. En la figura 73 puede ver el esquema de los cinco filtros de un mismo canal. Aplicando la fórmula ya conocida: f c = 1 / (2πRC) para cada conjunto RC, se obtienen las frecuencias de corte superior e inferior de cada filtro activo. La señal de salida de cada filtro pasa banda es aplicada a un potenciómetro con toma central a masa. Al accionar el cursor de dicho potenciómetro se amplifica o atenúa la señal a la entrada de los amplificadores. En la posición central del cursor éste queda a potencial de masa, y por lo tanto la amplificación será de 0dB. Figura 73. Esquema de los filtros pasa banda del ecualizador Como ya se señalo están divididos en bandas de frecuencias. Cada banda está centrada en una frecuencia determinada, perteneciente a una lista estándar de frecuencias seleccionadas para que la relación entre dos frecuencias consecutivas sea aproximadamente constante. Así en los ecualizadores de bandas de octava, Las frecuencias están elegidas de modo que cada frecuencia sea el doble de la anterior (ya que subir una octava equivale a multiplicar por 2). En los ecualizadores por banda de tercio de octava. Por otra parte, cada frecuencia es aproximada al 25% mayor que la anterior. En la tabla C se resumen las frecuencias estándar para ecualizadores de distintas resoluciones. 92

93 F[Hz] 1 2/3 1/2 1/3 F[Hz] 1 2/3 1/2 1/3 F[Hz] 1 2/3 1/2 1/3 20 * 200 * 2000 * * * 22.4 * * * 250 * * * * 2500 * * * 31.5 * * * 315 * 3150 * * * * 400 * * 4000 * * * * 45 * * 500 * * * 5000 * * 63 * * * * 630 * * 6300 * * * * 800 * 8000 * * * 90 * * * 1000 * * * * * * * 125 * * * 1250 * * * * * 1600 * * * * * * 180 * * Tabla C. Frecuencias estándar que se utilizan en los ecualizadores de bandas de octava 2/3 de octava ½ de octava y 1/3 de octava Es interesante observar que para un ecualizador de resolución dada, por ejemplo de banda de octava, el ancho de banda en Hz aumenta con la frecuencia, por lo que recibe el nombre de gráfico con escala lineal y se muestra en la figura 74, mientras que un gráfico con escala de frecuencia logarítmica (el típico gráfico que se utiliza en la especificación de las respuestas en frecuencia), se observa en la figura 75 que el espacio entre ellas es uniforme. Figura 74. Frecuencias centrales de las bandas de octava representadas en un diagrama con ejes de frecuencias lineal. Las frecuencias menores de 1kHz no han sido rotuladas y las inferiores a 125Hz se han omitido. Figura 75. Frecuencias centrales de las bandas de octavas representadas en un diagrama con eje de frecuencias log. 93

94 Para el ajuste de la ganancia o atenuación, los ecualizadores gráficos cuentan con un potenciómetro deslizante vertical en cada banda graduado en db, cuya posición central o neutra corresponde a 0dB. Es decir, una ganancia 1 (salida igual a la entrada). En la posición más alta se tiene una ganancia típicamente de 12dB, es decir una ganancia de 4 (aunque en algunos equipos puede conmutarse entre 6dB y 12dB y puede darse el caso en que llegue a los 18dB), y en la posición más baja una atenuación de (-12dB, - 6dB ó 18dB). Correspondiente a una reducción de la señal en un factor de 4. En la figura 76 se muestra el aspecto que presentan los controles de un ecualizador de bandas de octava cuando están todos en posición central. La respuesta en frecuencia resulta en ese caso plana en toda la banda de audiofrecuencias, como se muestra en la figura 77. Las caídas de uno y otro lado de dicha banda son las normales en todo equipo de audio, para reducir el ruido fuera de la banda de interés ( ya que si bien se trata de un ruido inaudible, consume potencia y resta rango dinámico a la señal útil). Figura 76. Ecualizador de bandas de octavas con todos los controles en su posición central. Figura 77. Respuesta en frecuencia de un ecualizador de bandas de octava con los controles en posición central ó neutral. Si se eleva una de las bandas hasta el valor máximo de 12dB (figura 78), el punto central de dicha banda se enfatizará en 12dB, pero el resto de la banda lo hará en menor cuantía. Debido a que los filtros no son ideales, fuera de la banda habrá cierta ganancia residual que se atenúa rápidamente al alejarse de la banda (figura 79). 94

95 Figura 78. Posición de los controles después de acentuar el máximo de la frecuencia de 1kHz Figura 79. Respuesta en frecuencia de un ecualizador de bandas de octava con los controles acentuados al máximo la frecuencia de 1kHz Si en cambio, se lleva una banda al valor mínimo de 12dB (figura 80), el punto central de dicha banda quedará atenuado en 12dB. El resto de la banda se atenuará menos, y debido a la no linealidad habrá cierta atenuación residual aún fuera de la banda (figura 81). Figura 80. Posición de los controles después de atenuar al máximo la frecuencia de 1kHz Figura 81. Respuesta en frecuencia de un ecualizador de bandas de octava con los controles en la frecuencia de 1kHz atenuada al máximo En la figura 82 se muestra una ecualización más general, y en la figura 83 se muestra la respuesta en frecuencia. Se observa que la disposición de los potenciómetros 95

96 deslizantes es una analogía gráfica bastante representativa de dicha respuesta en frecuencia (salvo frecuencia muy altas y muy bajas, donde actúan los filtros pasa bajos y pasa altos incluidos dentro del ecualizador). Esa es la razón por la que estos ecualizadores se denominan ecualizadores gráficos Figura 82. Posición de los controles después de una ecualización de terminada. Figura 83. Respuesta en frecuencia de un ecualizador de bandas de octava con los controles como en la figura 82. Es importante tener en cuenta lo siguiente. Si todos los controles se elevan al máximo, idealmente se obtendría una respuesta plana entre 20Hz y 20kHz, con una ganancia de 12dB, es decir una ganancia de 4. En práctica se obtiene la respuesta indicada en la figura 84, en la cual se aprecia la existencia de una ondulación en la curva de respuesta en frecuencia que puede alcanzar o superar los 2dB. Si bien desde el punto de vista de una señal de régimen permanente (por ejemplo una senoide o una onda cuadrada de gran duración) es decir apreciar la diferencia entre esta respuesta y la ideal, la palabra y la música distan de constituir un régimen permanente siendo más bien el resultado de una sucesión de transitorios (sonidos de corta duración). El efecto más notorio en la respuesta transitoria es la presencia de pequeños campanilleos de frecuencias cercanas a las frecuencias centrales de las bandas, que se superponen creando un ruido audible especialmente en los sonidos cortos de tipo percusivo. 96

97 Figura 84. Respuesta en frecuencia de un ecualizador de bandas de octava con todos lo controles en su extremo superior. En líneas de puntos se han indicado la respuesta plana de un ecualizador y las respuestas individuales de cada banda. Por este motivo no es recomendable asignar al ecualizador una función que no le es propia como es contribuir a dar ganancia a la señal. Es preferible recomendar esa función a alguno o algunos de los varios controles dispuestos para ajuste de nivel tanto en las consolas como en los procesadores. En realidad algunos ecualizadores de hecho poseen controles a tal fin, que es preferible utilizarlos en lugar de dar ganancia subiendo todas las bandas: Los mismos comentarios son validos para la atenuación. Un criterio saludable para una ecualización satisfactoria es verificar que haya aproximadamente el mismo número de controles por encima y por debajo de la línea de 0dB. De esta manera se reduce el ruido de campanilleo (dependiente de la señal) como el ruido propio del ecualizador (ruido intrínseco). En cuanto a las especificaciones de los ecualizadores gráficos, se encuentran las que son comunes a los diversos componentes de una señal de audio: impedancias de entrada y salida, máxima salida, distorsión total armónica (con salida máxima), respuesta en frecuencia (con todos los controles en 0dB es decir planos), y ruido. En este caso en común especificar los valores de ruido (o de la relación señal/ruido) para varias posiciones de los controles, como ser todos en 0dB, todos en 12dB, y todos en 12dB. Como puede suponerse, en general el ruido es menor con los controles en 0dB. Existen varias aplicaciones de los ecualizadores gráficos, entre las cuales pueden citarse el retoque tonal de diversos instrumentos musicales, la utilización como complemento de diversos efectos y procesadores, y la compensación de deficiencias en un sistema de audio. De todas ellas la última es la aplicación más representativa. Para comprender la naturaleza del problema, debe observarse primero que un sistema de audio comprende no solo los diversos micrófonos, altavoces y equipos electrónicos utilizados, sino también el ambiente acústico en el cual los mismos habrán de funcionar. Así un amplificador puede tener algunas irregularidades leves en la respuesta en frecuencia: un micrófono tiene irregularidades importantes por encima de los 8 y 10KHz; una caja acústica presenta no solo irregularidades en el patrón direccional, sino que además exhibe altibajos en su respuesta en frecuencia debido entre otras cosas a sus propias resonancias, a la imperfección de las redes divisoras de frecuencia para las distintas guías, etc. Por último, el ambiente donde se instala el equipo puede tener absorciones a diversas frecuencias que atenúan algunas frecuencias más que otras, o 97

98 puede contener resonancias a determinadas frecuencias (originadas en ondas estacionarias), que podrían acentuar las señales de dichas frecuencias. Los ecualizadores proporcionan una solución a este género de problemas permitiendo atenuar las frecuencias que resuenan o resaltar aquellas que son absorbidas. Para ello se intercala antes del amplificador de potencia el ecualizador, que luego debe quedar instalado como parte integral del sistema. Curvas de respuesta de frecuencia de un ecualizador Las curvas de respuesta de frecuencia de un ecualizador se indican en decibelios en función de la frecuencia. Como se sabe la frecuencia de corte de un filtro es aquella frecuencia para la cual el nivel de la tensión de salida es del 70.7% de la tensión de entrada. Dado el tanto por ciento puede expresarse en decibelios, pues en una magnitud comparativa, se tiene que el 70.7% de una tensión equivale en decibelios a un descenso de nivel de: A = 20 log ( 70.7 / 100) A= 20 log = - 3dB Este será pues el nivel de corte mínimo en un filtro, sin embargo en los ecualizadores interesa que la frecuencia de corte sea lo más abrupta posible, superior a 3dB. En la mayoría de los casos se emplean ecualizadores que amplifican o atenúan ±12dB. En estos casos, calculando el porcentaje de tensión de salida con respecto al de entrada para la frecuencia de corte se obtiene: Es decir: Antilog ( -12 / 20 ) = 3.98 V s = (1 / 3.98 ) 100 V s = 25.12% de la tensión de entrada Como orientación, en la tabla que sigue a continuación se indican los porcentajes de la tensión de salida con respecto a la entrada comprendidos entre 12 y + 12dB. Tabla 1 porcentaje de la tensión de salida con respecto a la de entrada según los niveles en db. Niveles en db 100 V s / V e Nivel en db 100 V s / V e

99 Así, si a la salida de un ecualizador una señal de 125Hz ha sido amplificada 8dB, quiere decir que es un 251.2% mayor que a señal de entrada de la misma frecuencia, mientras que si dicha señal se atenúa 8dB, quiere decir que la señal de salida es solo un 39.81% de la de entrada. Dado que no es suficiente el indicar lis niveles de atenuación o amplificación que proporciona un ecualizador para cada uno de sus filtros, pues conviene conocer como actúa el ecualizador para cada frecuencia del espectro audible, los fabricantes proporcionan las curvas de respuesta de frecuencia de sus aparatos, incluso, si estos poseen dos niveles de control, la curva de respuesta de cada uno de ellos. En las figuras 85 y 86 se muestran las curvas de respuesta de frecuencia a ±3dB y ±12dB, que son los dos niveles máximos que pueden ser seleccionados por el ecualizador gráfico SH-8045 de TECHNICS. Sobre la curva de la figura 85 se puede observar que dicho ecualizador amplifica o atenúa hasta 12dB los doce centros de frecuencias correspondientes a las octavas 16Hz, 31.5Hz, 63Hz, 125Hz, 250Hz, 500Hz, 1KHz, 2KHz, 4KHz, 8KHz, 16KHz y 32KHz. Figura 85 Curva de respuesta de frecuencia en el rango ±12dB del ecualizador SH-8045 de TECHNICS 99

100 Figura 86. Curva de respuesta de frecuencia en el rango de ±3dB del ecualizador SH-8045 Forma de ecualizar Si un ecualizador se maneja con conocimiento de causa los resultados obtenidos son francamente excepcionales, si no es así se corre el peligro de exagerar la ecualización, obteniéndose resultados inferiores a la no utilización del ecualizador. La mejor forma de ecualizar es siempre comparando la señal natural con la ecualizada, no olvidando que una ecualización exagerada puede llegar a deformar la señal natural, que al fin y al cabo es la que se desea obtener lo más fielmente posible de un equipo de alta fidelidad. Ecualizadores Shelving Este tipo de ecualizador opera en todas las frecuencias de manera plana. O sea, crea una transición entre una región extrema (en el extremo grave o en el extremo agudo) del espectro de audio y la región central. Estos ecualizadores están disponibles como unidades de alta y baja frecuencia, realzando las altas y bajas frecuencias respectivamente. La desventaja de estos componentes es su potencial de realzar frecuencias por encima y por debajo del rango de audio audible causando como mínimo perdida de potencia del amplificador, y en el peor de los casos, daños en el altavoz. Las señales subsónicas se pueden atenuar usando un filtro pasa-alta por debajo de la banda de audio (18Hz) para evitar excesiva información de baja frecuencia. El uso más común de este ecualizador es en controles de tono en los sistemas de audio domésticos. Estos controles de bajos y agudos tienen generalmente una pendiente máxima de 6dB por octava y características recíprocas. Ecualizadores de barrido Estos ecualizadores se encuentran comúnmente en las etapas de entrada de mesas de mezclas. Se utilizan generalmente donde se requiere más control sobre la señal que 100

101 está disponible en el ecualizador gráfico, con todo, las limitaciones de espacio restringen el número de potenciómetros disponibles. Típicamente, los ecualizadores de barrido proporcionan control sobre 3 o 4 bandas de frecuencia. La ventaja de esta configuración es un ecualizador relativamente versátil. La desventaja obvia es su carencia de ajuste en el ancho de banda, un problema que se soluciona con un ecualizador paramétrico. Ecualizadores paramétricos Los ecualizadores paramétricos controlan los tres parámetros fundamentales: ganancia, frecuencia central y ancho de banda. Hay que observar que estos parámetros ajustables son independientes entre sí. Cualquiera de los tres controles disponibles puede ser alterado sin afectar a los otros dos. Por ejemplo, un cambio en la ganancia no afectará al ancho de banda o a la frecuencia de central del filtro. La ventaja de usar un ecualizador paramétrico reside en el control de la unidad sobre la señal de audio. La alta versatilidad del componente lo hace útil en cualquier aplicación de ecualización. Pueden proporcionar una precisa filtración. Esta versatilidad puede ser aumentada con eficacia conectando en cascada la salida de tal ecualizador a la entrada de otro o de su canal opuesto, doblando así los parámetros controlables. Su capacidad de tener tan fino control, sin embargo, también conduce a sus desventajas. Estos ecualizadores son relativamente complejos, su uso lleva mucho tiempo y es difícil emparejar curvas de respuesta (entre canales, por ejemplo). Los filtros en estas unidades están conectados casi siempre en serie. Esto elimina la posibilidad de interferencias de fase entre bancos de filtros, un problema inherente en unidades conectadas en paralelo. Sin embargo, introduce inmediatamente el problema de las ganancias de diversos filtros que se afectan unos a otros. "la ecualización total es simplemente la suma (en decibelios) de la ecualización contribuida por cada una de las secciones". Estos ecualizadores se diferencian de los anteriores por tener menos bandas, pero de frecuencia ajustable. Esto implica la posibilidad de ubicar en forma precisa un defecto acústico (por ejemplo una resonancia) y corregirlo. Para lograr mayor versatilidad también es posible ajustar el ancho de banda, y por supuesto, la ganancia tiene un ajuste de ancho de banda. En los filtros de banda ajustable es común hablar del factor de calidad Q. Del filtro el cual se define como Q = f o / AB Donde f o es la frecuencia central del filtro y AB su ancho de banda. Así cuanto más grande sea el ancho de banda, menor será la Q y viceversa. Obsérvese que el factor de calidad no tiene ninguna relación con la calidad del producto. 101

102 Una de las aplicaciones más interesantes de los ecualizadores paramétricos es la eliminación de acoples. Otras aplicaciones pueden ser eliminados los zumbidos de línea cuyo origen es difícil de detectar, o resaltar frecuencias específicas que son excesivamente absorbidas. Los ecualizadores parametricos no están difundidos en forma de componentes separados como los ecualizadores gráficos. En cambio casi siempre se encuentra un ecualizador paramétrico o semiparamétrico (un ecualizador que permite ajustar la frecuencia pero no el Q) en cada canal de entrada de las consolas de cierta importancia. Entre los ecualizadores paramétricos externos a las consolas se encuentran dispositivos denominados filtros notch (o filtros muestra), en los cuales solo es posible lograr atenuación y ganancia como en un ecualizador propiamente dicho. Por lo general tienen una Q bastante alto y fijo. Figura 87. Que representa el efecto del ajuste del ancho de banda de una sección de un ecualizador paramétrico. Las especificaciones de los ecualizadores paramétricos son similares a las de los ecualizadores gráficos, con el agregado a los rangos de ajuste de las frecuencias y del Q de cada sección. Ecualizadores semiparamétricos Los ecualizadores semiparamétricos permiten el control sobre el ancho de banda, sobre la frecuencia central y sobre la ganancia de un filtro (como un ecualizador paramétrico), sin embargo estas componentes pueden ser interactivas. Es decir, si se cambia la frecuencia central y la ganancia de un filtro también cambiará su ancho de banda. La ventaja de estas unidades es el costo más bajo que tienen respecto a los ecualizadores paramétricos. Ecualizadores dinámicos Como su nombre sugiere, los ecualizadores dinámicos son variables de forma continua, en los cuales la curva de respuesta en frecuencia "normalmente cambia en respuesta a la señal de entrada." El nombre es también un término general para un número de procedimientos diferentes para distintas aplicaciones. 102

103 Mezclador Aunque no es un aparato de gran consumo, limitándose prácticamente su aplicación de grabación y reproducción profesionales, hemos creído interesante dar a conocer unas nociones sobre las aplicaciones y principios de funcionamiento de este aparato. Clases de mezcladores Existen dos formas de efectuar una mezcla de señales: la más tradicional es mediante un sistema potenciómetrico y la otra mediante la combinación de un amplificador y de un adaptador de impedancia por canal. El sistema potenciómetrico es más simple pero un canal actúa sobre el otro y los niveles de entrada han de ser casi iguales entre si. El segundo sistema es mucho más complejo y caro, pero los resultados son en contra mucho mejores. Mezclador potenciometrico Este tipo de mezclador consiste en una red de resistencias diseñada de forma que proporcione un medio de combinar señales procedentes de fuentes distintas de audio, con el fin de obtener una señal compuesta la red se diseña de forma que un cambio de nivel de cualquiera de las fuentes de señal no afecte sobre el nivel o características de frecuencia de las otras fuentes de señal aplicadas a la red. Existen dos tipos fundamentales de mezcladores potenciómetricos: los de bajo nivel y alto nivel. El mezclador de bajo nivel consiste en una simple red de resistencias. Con este sistema la relación señal/ruido es baja por lo que no es utilizado en la actualidad. En el mezclador potenciometrico de alto nivel se añade un preamplificador entre la fuente de señal y el mezclador. En este tipo de mezclador se aumenta considerablemente la relación señal/ruido proporcionalmente a la ganancia del preamplificador. Los potenciómetros de mezcla de las figuras 88 y 89 están conectados en paralelo. Las resistencias R 1 y R 2 se conectan en serie con la salida de cada control de mezcla, así como la resistencia extra R 3 a la salida del circuito. Las resistencias R 1, R 2 y R 3 adaptan la impedancia del circuito a la entrada del amplificador. 103

104 Figura 88. Mezclador potenciométrico de bajo nivel Figura 89. Mezclador potenciometrico de alto nivel Como se puede observar las resistencias R 4 a R 6, o R 4 a R 6, forman atenuadores simétricos, es decir atenuadores cuya impedancia de entrada es igual a la de salida. Para el cálculo de cada una de las resistencias de dichos atenuadores se utilizan las fórmulas: R 4 = R (K-1) R 5 = R = R e = R s R 6 = R / (K 1) Siendo K la relación entre la tensión de entrada y la tensión de salida (K = V e / V s ) y R la impedancia de entrada o salida, puesto que R es igual a R e y a R s (atenuador simétrico). Así, si deseamos un atenuador para ser utilizado como mezclador, cuya relación entre tensiones de entrada y salida varíen 2 y 10 (6 y 20dB), siendo las impedancias de entrada y salida de 47KΩ, los valores de cada una de las resistencias serán: R 4 max = R (K-1) = (10-1) = 423KΩ R 4 min = R ( K-1 ) = ( 2 1 ) = 47KΩ 104

105 El valor mínimo se obtiene conectando una resistencia de 5.1KΩ en serie con el potenciómetro, cuyo valor máximo se obtiene con la suma aritmética de la resistencia de 5.1KΩ y una resistencia de potenciómetro máxima de 47KΩ. Lógicamente los valores encontrados difieren de los deseados, dado que debemos buscar componentes normalizados. Para finalizar diremos que en bornes de la resistencia R 3 se obtendrá la suma de las dos tensiones de entrada, con niveles diferentes según la posición de los potenciómetros, la cual quedará aplicada al amplificador. Mezclador transistorizado Son muchos los diseños de mezcladores transistorizados, por lo que nos limitaremos al estudio de uno sencillo pero que puede servir de orientación para comprender el principio de funcionamiento de todos ellos. El circuito de la figura 90 dispone de dos entradas de alta impedancia, una para un micrófono piezoeléctrico y la otra para una cápsula fonocaptora, igualmente piezoeléctrica. La señal de entrada 1 se aplica a una etapa amplificadora de un solo transistor (T1), mientras que la señal de entrada 2 se aplica a otra etapa amplificadora, igualmente de un solo transistor (T2). Como se podrá observar las dos etapas amplificadoras son idénticas en diseño. Los condensadores C 1 y C 2 sirven para aislar en corriente continua los potenciómetros del micrófono y de la cápsula fonocaptora. Figura 90. Esquema de un circuito mezclador transistorizado con dos entradas de alta impedancia Mediante los potenciómetros P 1 y P 2 se regula la amplificación de los transistores T 1 y T 2 respectivamente, es decir mediante el accionamiento del cursor de dichos potenciómetros hacemos que quede más o menos señal aplicada entre base y emisor de los respectivos transistores, y por lo tanto la amplificación de ésta. Los potenciómetros son lineales, pudiendo sustituirse por un potenciómetro de selección de valor por tramos, marcando en cada tramo la atenuación obtenida. Los condensadores C 3 y C 4 dejan pasar hacia las bases de los transistores T 1 y T 2 la señal alterna procedente del micrófono y de la cápsula fonocaptora, oponiéndose a que la corriente continua de polarización de base circule hacia masa a través de los potenciómetros. 105

106 Los transistores T 1 y T 2 trabajan con emisor común, siendo la resistencia de carga de ambos transistores la marcada con R 9 en el esquema. Observe que los dos colectores están unidos a la misma resistencia R 9. Los condensadores C 5 y C 6 sirven para aplicar una fuente de realimentación a las bases de los transistores. La polarización de corriente continua se obtiene mediante la resistencia R 7 y el divisor de tensión R 1 R 3 en el caso del transistor T 1 y mediante la resistencia R 8 y el divisor de tensión R 2 R 4 para el transistor T 2. Es conveniente diseñar estos amplificadores con ganancia 1, es decir sin amplificación de señal, ya que la única función que deben cumplir es la de mezclar las señales, y se efectúa la amplificación. En las terminales de R 9 aparece la mezcla de las señales de entradas, la cual queda aplicada a la base del transistor T 3. El transistor T 3 trabaja en el colector común, siendo la resistencia de carga R 10. Mezclador con circuito integrado A continuación se estudiará el mezclador con circuito integrado. Para ello se tiene un circuito integrado (TAA521), que es un amplificador de corriente continua de ganancia elevada (45000). Dicho amplificador posee dos entradas, una de ellas invertida con respecto a la salida, véase en la figura 91. El amplificador alimentado por dos tensiones simétricas, proporciona un tensión de salida en corriente continua de cero voltios para cada señal de entrada de cero voltios para cada señal de entrada de cero voltios. Dado que la ganancia es muy elevada, es preciso estabilizar el amplificador por medio de una fuerte realimentación en corriente continua y por el circuito RC que le impidan oscilar. En el circuito de la figura 91 la ganancia sólo depende de la realimentación, siendo por la tanto independiente del valor de la tensión de alimentación y de la ganancia intrínseca del amplificador. Figura 91. Esquema de principio de un mezclador con circuito integrado La tensión de entrada en oposición de fase es casi siempre igual a cero (debido a la realimentación). 106

107 Podemos admitir que la impedancia de la entrada inversora es igual a la resistencia en serie de la entrada. La impedancia de la entrada no inversora es muy elevada y la ganancia depende del puente divisor de tensión de la otra entrada. Para señales débiles, del orden de algunos milivoltios, debe tenerse presente la desviación, y por lo tanto compensarla. En la figura 92 se ha dibujado el esquema de un típico compensador de la desviación. Cabe decir que la desviación es tanto más débil cuanto menor es el valor de R 1 (un valor aconsejado por el fabricante del circuito integrada TAA521 es el de 100KΩ). Figura 92. Circuito compensador de la desviación para señales audibles Cuanto mayor sea el valor de R 2, R 3 o R 4, mayor será el valor de la impedancia de entrada del circuito puesto que, como ya hemos dicho anteriormente, podemos considerar la impedancia de la entrada inversora igual a la resistencia en serie de la entrada. Haciendo R 2, R 3 y R 4 iguales a R 5, se obtiene (desde el punto de vista de la corriente continua) igual corriente en ambas entradas. Veamos ahora el circuito completo de este mezclador en la figura 93. Consta de tres entradas: una para sintonizador FM, que proporciona una señal de 3V con una impedancia de 10KΩ; la segunda es una entrada para cápsula fonocaptora cerámica, que proporciona 1V con 250KΩ de impedancia; y la tercera para un micrófono dinámico de 50KΩ que proporciona 0.02V. 107

108 Figura 93. Circuito mezclador completo de tres entradas utilizando el circuito integrado TAA521 Cuando las tres entradas funcionan simultáneamente, se tiene que limitar la ganancia de cada entrada de modo que la señal de salida correspondiente no exceda de 1V, ya que la tensión de salida del mezclador no puede sobrepasar los 3V. Así, en el caso de la entrada del sintonizador, es de 3V, la ganancia debe reducirse a la tercera parte; en el caso de la entrada del fonocaptor la ganancia se mantiene en la unidad y en el caso del micrófono la ganancia puede ser de 50, puesto que solo proporciona 0.002V. Bajo estas condiciones, el valor de la resistencia del sintonizador, para R 1 igual a 100KΩ: R sint = (3R 1 ) / 1 = 3 * 100k = 300KΩ (se utiliza una resistencia normalizada de 330KΩ). El potenciómetro de entrada del sintonizador es de 10KΩ, igual que la impedancia de salida de éste. En el caso de la cápsula fonacaptora se ha dispuesto una resistencia de 100KΩ en serie con un potenciómetro de 100KΩ, ya que la impedancia del fonocaptor es de 250KΩ, porque la tensión de salida del fonocaptor se reduce a la mitad y la ganancia puede ser en este caso de dos (0.5V * 2 = 1V). La resistencia de entrada valdrá en este caso. R fono = R 1 / 2 = / 2 = 50KΩ Por lo que se utiliza una resistencia normalizada de 47KΩ 108

109 CAPITULO 5 AMPLIFICADORES DE POTENCIA 109

110 AMPLIFICADORES DE POTENCIA Los amplificadores de potencia utilizados en alta fidelidad pueden ser de los tipos A, B, AB. A continuación se estudiarán con detalle este tipo de amplificadores, pero antes que las etapas de potencia utilizan transistores de potencia, es decir transistores capaces de disipar potencias elevadas, por lo que deberá prestársele especial atención a la temperatura normal de funcionamiento, ya que el calor desarrollado en ellos es muy elevado en comparación a su tamaño. Otra particularidad de las etapas finales consiste en el montaje de los transistores, ya que pueden ser etapas de potencia simple o montajes en push-pull o contrafase. Etapa final simple En las etapas finales se busca siempre obtener la máxima potencia de salida, es decir en el colector, por lo que se diseñan de forma que el punto de trabajo del transistor esté muy apurado, limitado por la máxima disipación térmica del colector y por la máxima tensión V CE. Dado que el circuito de colector de una etapa final simple se conecta como carga el devanado de un altavoz o de un transformador adaptador de impedancias (figuras 94 y 95), la tensión de la fuente de alimentación deberá ser aproximadamente igual a la mitad de la tensión máxima de colector dada por el fabricante, ya que la inductancia de dichos devanados produce una tensión del mismo sentido de la fuente de alimentación cuando la corriente de colector disminuye bruscamente. Es decir a la tensión de la fuente de alimentación deberá sumársele la tensión producida por el devanado del altavoz o del transformador, por lo que si no se tiene en cuenta este hecho, al transistor le quedará aplicada una tensión doble de la de alimentación que puede perjudicarle. Figura 94. Etapa final simple utilizando el altavoz como carga del transistor. Figura 95. Etapa final simple en el que la carga del transistor es el devanado primario de un transformador de impedancia. En las figuras 96 y 97 se muestran dos formas de acoplamiento muy utilizadas entre la etapa previa y la etapa final. El circuito de la figura 96 es un acoplamiento directo con un transistor montado en circuito colector común y amplificador final acoplado a un altavoz de baja impedancia por medio de una inductancia. 110

111 La figura 97 es un amplificador con dos transistores, uno NPN y otro PNP; ESTE último de potencia. Se trata de un sencillo amplificador en el que el transistor NPN trabaja solamente de acoplamiento entre la etapa preamplificadora y la etapa final de potencia. Figura 96. Acoplamiento directo entre un transistor montado en un circuito colector común y un amplificador de potencia simple Figura 97. Amplificador de potencia simple con dos transistores, en el que el transistor NPN trabaja solamente de acoplamiento entre la etapa previa y etapa final. Amplificadores finales en contrafase Los amplificadores asimétricos, o amplificadores simples, como etapas finales suelen utilizarse en muy raras ocasiones, ya que el rendimiento de los mismos es inferior al 50%. Para aumentar la potencia de salida de un amplificador simple podría añadírsele otra etapa más, pero el rendimiento del conjunto no sería satisfactorio. Para obtener una elevada potencia y mejorar el rendimiento del circuito, se utilizan los montajes simétricos o en contrafase, denominados también montajes push-pull. Figura 98. Esquema de principio de un amplificador final en contrafase El devanado secundario del transformador de entrada tiene una toma intermedia en su centro. De esta forma la señal de entrada se divide en dos señales de polaridad opuesta, tal como se muestra en la siguiente figura: 111

112 Figura 99. A la salida del transformador, la señal de entrada se divide en dos señales desfasadas 180 pero igual amplitud Estas dos medias tensiones de salida del transformador son aplicadas a las bases de los transistores para su amplificación, en el transformador de salida, las variaciones de corriente de colector de los dos transistores se suman en el primario del transformador de salida, por lo que la corriente alterna resultante es doble de la proporcionada por un único transistor. Las ventajas mas importantes de un amplificador en contrafase son las siguientes: Las corrientes continuas de colector circulan en sentidos opuestos por cada devanado primario del transformador adaptador de impedancias del altavoz, por lo que los campo magnéticos producidos por dichas corrientes se anulan. Esto es de especial importancia cuando la tensión de alimentación se obtiene a partir de una corriente alterna, rectificada y filtrada, cuya ondulación, por falta de un filtrado eficaz, puede dar lugar a ruidos parásitos en el altavoz. Las dos corrientes aplicadas a las bases están defasadas 180, por lo que se suman las corrientes obtenidas en los colectores, ya que también están defasadas 180. En la siguiente figura se muestra un circuito amplificador en contrafase alimentado con una única fuente de tensión. Ello es posible gracias al divisor de tensión formado por la resistencias R b1 y R b2, que la polarizan adecuadamente cada una de las bases a través de los secundarios del transformador de entrada. Figura 100. Amplificador final en contrafase alimentado a partir de una única fuente de tensión. Según el valor óhmico de la resistencia R b2 con respecto a R b1, a la base de los transistores quedarán aplicadas unas tensiones V BE más o menos negativas con respecto a los emisores, por lo que el funcionamiento del circuito diferirá bastante. Los 112

113 montajes en contrafase transistorizados pueden ser de tres tipos fundamentales: tipo A, tipo B y tipo AB. Amplificador final en contrafase clase A La curva característica I c = f (V BE ) de un transistor presenta una zona recta que se curva en sus extremos. En los amplificadores clase A la tensión V BE entre base y emisor debe ser lo suficientemente negativa como para que la señal alterna del secundario del primer transformador, haga variar la corriente de colector. Figura 101. El tipo de amplificador en Figura 102. Funcionamiento de un contrafase depende del punto de amplificador transistorizado en contrafase funcionamiento elegido para los clase A transistores sobre la curva característica I c = f (V BE ) Si la tensión alterna de base es demasiado elevada, el amplificador recortará los picos positivos o negativos o ambos a la vez de la señal de salida, por lo que ésta no será reflejo de la entrada por lo tanto el amplificador carecerá de fidelidad, como se muestra en las siguientes figuras. Figura 103. Recorte de los picos positivos y negativos a la salida de un amplificador clase A, debido a una señal excesiva aplicada entre base y emisor Figura104.Recorte del pico positivo a la salida de un amplificador clase A, debido a una polarización negativa excesiva de la base 113

114 Las tensiones alternas suministradas por los secundarios del transformador de entrada están desfasadas 180 y se suman a la tensión de polarización de base ( V BE ), haciendo variar la corriente de colector entre los límites ( I CA ) e ( I CA ). El sentido de la corriente en los dos devanados primarios del transformador de salida de la figura 100 es el mismo ya que la corriente alterna circula del colector de uno de los b transistores hacia uno de los devanados primarios, también circula desde el otro devanado primario hacia el colector del otro transistor. Los efectos de ambas corrientes se suman y en el secundario aparecen unas variaciones de corriente de amplitud casi el doble de las obtenidas con un solo transistor. Decimos casi el doble por que en el transformador se producen pérdidas de diferentes naturalezas que hacen que su rendimiento sea del 80% aproximadamente. El funcionamiento de un transistor como amplificador en clase A sólo suele emplearse en etapas asimétricas, ya que existen otras clases de amplificadores simétricos con las que puede obtenerse un mayor rendimiento. El rendimiento de un amplificador clase A no llega al 50%, dado que la corriente alterna circula permanentemente por el circuito colector, bien sea en un sentido o en otro, y el transistor no se refrigera suficientemente. Desde el punto de vista de la fidelidad de la señal de salida con respecto a la de entrada, el amplificador clase A proporciona una salida extremadamente lineal y con un mínimo de distorsión (siempre que esté correctamente polarizado y que la señal de entrada no sea de valor excesivo), pero los inconvenientes apuntados limitan su uso a los preamplificadores. Eficiencia en el amplificador clase A con carga acoplada directamente Un amplificador trabaja en clase A cuando la corriente de colector, nunca se hace cero, durante el periodo de la señal de entrada. En este amplificador el punto de polarización, se ubica en la recta de carga entre los valores de corte y saturación. Es el amplificador que hemos estudiado hasta ahora Vamos a determinar el valor numérico de su eficiencia teórica. Para ello resulta conveniente, ubicar el punto de polarización o funcionamiento, en el centro de la recta de carga. De esta manera, tendremos excursiones iguales de la corriente instantánea de colector, desde el punto Q al punto de corte y saturación, en las intersecciones de la recta de carga con los ejes coordenados. La amplitud máxima de la componente alterna de la corriente de colector vale: ic = icsat IC = 2IC IC = IC La componente alterna de la tensión sobre la carga vale: vl = VCC VCE = VCC VCC/2 = VCC/2 114

115 Figura 105. La potencia eléctrica útil sobre la carga vale: La eficiencia resulta: PR = ic/ 2. vl/ 2 =IC / 2. (VCC/2)/ 2 = VCC. IC /4 PCC = VCC. IC η (%) = ( PR / PCC ). 100 = 25 % Este valor es el máximo teórico, cuando la carga esta conectada directamente al colector del transistor, y el punto de polarización, en el centro de la recta de carga. En la práctica, no podemos llegar a este valor, dado que tendríamos que trabajar en los límites de la saturación y corte, lo que provocaría una distorsión de la señal de alterna de salida (figura 105). Eficiencia del amplificador clase A con carga acoplada con transformador En este caso la carga se acopla al circuito de colector del transistor, mediante un transformador adaptador de impedancia que hace presentar en su primario una carga reflejada de valor conveniente (R L), que da lugar a una recta de carga dinámica, calculada en base al valor de RL, conectado al secundario del transformador, y la relación de vueltas primario/secundario. Este tipo de conexión mejora la eficiencia del amplificador, dado que se elimina la disipación de potencia en la carga por la circulación de la corriente de polarización (figura 106). 115

116 Amplificador final de contrafase clase B Figura 106. Los amplificadores en contrafase clase B se requieren dos transistores perfectamente complementarios, es decir dos transistores cuyas características de salida sean idénticas para poder restituir completa la señal aplicada. En un amplificador simétrico clase B, el funcionamiento es tal que se amplifican al máximo los semiciclos de la señal de entrada. En ausencia de la señal de entrada la corriente de colector es nula, por lo que la potencia disipada y el consumo de energía de la fuente de alimentación en dicho momento es nulo o casi nulo. Las diferencias entre este tipo de amplificador y el simétrico clase A consiste en la elección del punto de funcionamiento de la curva característica I C = f (-V BE ), el cual se encuentra a un potencial (-V BE ) igual a cero o muy próximo a cero; por tanto un transistor amplifica un semiciclo de la señal de entrada y el otro el otro semiciclo. Los dos semiciclos se aplican al transformador de salida, uno a cada devanado primario, y en el secundario se obtiene de nuevo la señal alterna. El rendimiento de este amplificador alcanza un 70%, gracias a que por los transistores solo circula corriente durante los semiperíodos positivos o negativos, y por lo tanto la potencia disipada es menor. El inconveniente del amplificador de clase B es de una apreciable distorsión debido al codo de la curva característica -I C = f (-V BE ), por lo que la señal de salida no es fiel reflejo de la señal de entrada. 116

117 Figura 107. Funcionamiento de un amplificador transistorizado en contrafase clase B Eficiencia del amplificador clase B Decimos que un amplificador trabaja en clase B, cuando la corriente del colector circula solamente durante medio ciclo de la señal de entrada. Para este caso, el punto de polarización, se fija justo en el punto de corte del transistor. En las características de salida, el punto se ubica en la intersección de la recta de carga con el eje de abscisas o de las tensiones. Veamos a continuación, el circuito básico y la ubicación del punto de polarización en la recta de carga (figura 108): Figura 108. Trabajando en clase B, hemos logrado mejorar la eficiencia. En este caso lo logramos a costa de mucha distorsión de la señal de salida, dado que el semiciclo negativo de la señal de entrada no se amplifica. Esta distorsión se reduce como veremos mas adelante, con el amplificador en contrafase clase B. 117

118 Amplificador en contrafase clase B con transistores complementarios Los amplificadores de audiofrecuencias, por los motivos expuestos, no utilizan transformadores para acoplar la carga. Para ello se recurre a la conexión colector común que permite conectar y adaptar cargas de bajo valor, directamente conectadas al emisor del transistor. Los parlantes de la salida de un equipo de audio presentan impedancias entre 4 y 8 ohms. Por otra parte, se emplean dos transistores, uno NPN y el otro PNP. Estos semiconductores, tienen que tener similitudes en lo que se refiere a sus parámetros eléctricos. Los fabricantes suministran estos pares denominados complementarios. Veamos el circuito básico de esta configuración (figura 109), alimentado con dos fuentes de alimentación, una positiva y otra negativa, respecto al terminal común Figura 109. Durante el semiciclo positivo de la señal de entrada, conduce corriente el transistor Q1, entregando corriente a la carga, mientras que Q2 esta cortado. Durante el semiciclo negativo se invierte la situación y es Q2 el que conduce, mientras Q1 se encuentra cortado. Como puede verse esta etapa, no tiene ganancia de tensión pero si la tiene en cuanto a la potencia eléctrica entregada a la carga. Esta etapa también reduce la distorsión, dado que al no tener capacitor de desacople para la carga, tiene una fuerte realimentación negativa para la señal alterna. Veamos una modificación de este circuito (figura 110): Figura 110. En este circuito, durante el semiciclo positivo de la señal de entrada, conduce Q1 mientras Q2 esta cortado. La corriente de emisor pasa a l carga ZL a través del 118

119 capacitor de acoplamiento Co. Este último a su vez se carga eléctricamente con la polaridad indicada. Durante el semiciclo negativo, ahora el que conduce es Q2 y Q1 esta cortado (figura 111). Figura 111. Amplificador final en contrafase clase AB En la práctica casi nunca se trabaja en clase B pura, ya que introduce distorsión; por ello se prefieren los amplificadores en contrafase de clase AB, como se muestra en la figura 112. Figura 112. Funcionamiento de un amplificador En la clase AB el punto de trabajo del transistor esta por encima del codo de su curva característica -I C = f (-V BE ), es decir se polariza la base del transistor con una tensión continua de base negativa con respecto al emisor, de valor adecuado para que quede amplificado no solo un semiciclo de la señal procedente del secundario del transformador, sino también el otro semiciclo, aunque dentro del codo de la curva característica y por lo tanto con una notable distorsión. Las señales de salida de los dos transistores se aplican a sus respectivos devanados primarios del transformador de salida y en el secundario se obtiene la suma de ambas señales sin distorsión alguna. 119

120 La corriente continua del colector de ambos transistores es, por tanto, muy baja, próxima a cero, lo que permite aprovechar al máximo el poder de los transistores. El rendimiento de este circuito es inferior al amplificador de clase B, por la pequeña corriente continua que circula por el colector cuando no se aplica señal a la base, el rendimiento de los amplificadores en contrafase clase AB es un 65% aproximadamente. El amplificador clase AB surge del clase B, con la diferencia que se le suministra una pequeña polarización en la base (el valor de la tensión umbral 0,6 volt), para evitar la denominada distorsión de cruce por cero. En cuanto a la eficiencia, con esta polarización, su valor teórico es similar al de clase B. En las figuras 113 y 114 se muestran los circuitos de dos amplificadores en contrafase clase B y AB. El que pertenezcan a una u otra clase depende de la tensión de polarización de base con respecto al emisor, es decir depende del valor de la resistencia ajustable R 1. Figura 113. Amplificador final en contrafase. La resistencia R 1 de valor ajustable, permite variar la tensión de polarización de base con respecto al emisor. Figura 114. Amplificador final en contrafase, pero con estabilizador mediante una resistencia NTC. En el circuito de la figura 113, la señal procedente de las etapas amplificadoras en clase A, es aplicada al primario del transformador TR1, y en los devanados secundarios aparecen dos señales, iguales, pero de polaridad opuesta (desfasadas 180 ), que son aplicadas a las bases de los transistores T2 y T3 montados en contrafase. Mediante el divisor de tensión formado por R 1 -R 2 se polariza, con una tensión negativa con respecto al emisor, las bases de los transistores T2 y T3 a través de los devanados secundarios del transformador de entrada TR1. por lo tanto, los transistores amplificarán alternativamente cada uno de los semiciclos de la señal alterna. La resistencia R 3 tiene 120

121 por finalidad el estabilizar el circuito contra posibles cambios de temperatura, su valor debe ser muy bajo con el fin de que no reste potencia al amplificador. Los dos semiciclos de la señal alterna amplificada circulan alternativamente por cada uno de los devanados primarios del transformador de salida TR2, obteniéndose en su secundario la suma de ambos semiciclos, es decir, la señal completa. El circuito de la figura 114 es idéntico en su funcionamiento al de la figura 113, salvo en lo que respecta a la estabilización, las cual se logra aquí mediante una resistencia NTC en derivación con la resistencia R 2 del divisor de tensión. Cuando la temperatura aumenta, el valor de la resistencia NTC disminuye y la base de los transistores se hacen más negativas con respecto a sus emisores, disminuyendo así las corrientes de los colectores automáticamente. Finalmente debe indicarse que en todo circuito en contrafase es condición imprescindible para su correcto funcionamiento que las corrientes de los colectores sean idénticos. Para lograrlo la característica de entrada -I C = f (-V BE ) y el factor de amplificación de corriente de ambos transistores deben ser idénticas. En caso de que un transistor esté averiado, deberán sustituirse los dos y ajustar R 1 de nuevo, ya que en caso contrario es fácil que un de los semiciclos de la señal quede mas amplificado que el otro y la reproducción de la señal no sea la correcta. Amplificador básico en contrafase clase AB con etapas de excitación Veremos a modo de ejemplo, un amplificador completo básico en tecnología discreta, compuesto de tres etapas: el transistor Q1 actuando como amplificador de tensión(clase A) para señales pequeñas. El transistor Q2, actuando como amplificador clase A para señales grandes (excitador de la etapa final), y finalmente los transistores Q3, Q4 actuando como amplificador de potencia clase AB (seguidor por emisor, con ganancia de tensión AV 1) (figura 115). Figura

122 Amplificador clase C Un amplificador trabaja en clase C cuando la corriente de colector circula durante un periodo menor a 180º del ciclo de la señal de entrada. Esto significa que estos amplificadores están polarizados por debajo del punto de corte, es decir polarizados con tensión negativa. Cuando ingresa la señal de entrada, la corriente de salida muestra variaciones pulsantes menores a 180º. Si la carga es una resistencia o impedancia en general, la distorsión es muy grande; pero si la carga es un circuito tipo LC (denominado circuito tanque LC) sintonizado a la frecuencia fundamental de la señal de entrada, el circuito LC actúa como filtro pasabanda con la frecuencia central dada por la frecuencia resonante del circuito, w = 1/LC. De esta forma, se restaura la señal fundamental, por atenuación de las frecuencias armónicas, aparecidas durante el proceso de amplificación con polarización clase C (figura 116). Amplificadores clase D Figura 116. Los amplificadores que trabajan en esta clase, se los utiliza como amplificadores de potencia para amplificar señales de audiofrecuencias con una eficiencia practica, próxima al 90%. Los elementos activos del amplificador, trabajan conmutados; Si se usan transistores bipolares, trabajan al corte y la saturación. SI se usan transistores de efecto de campo MOS, trabajan al en la zona de corte y zona ohmica. Para amplificar señales analógicas de audiofrecuencias, previamente es necesario convertir estas señales en digitales, de ancho de pulso variable, para luego ser amplificada por el amplificador de potencia (clase D) que trabaja en conmutación. Figura

123 Figura 118. La figura 117 muestra una señal senoidal que luego de ser diferenciada con la señal de realimentación, es convertida a pulsos digitales, de ancho variable, logrado, mediante la comparación de una onda en diente de sierra. (sistema modulación de ancho de pulso PWM). El filtro pasabajo, convierte la señal digital amplificada por el amplificador de potencia digital, en nuevamente una señal analógica senoidal. La alta eficiencia se logra por el hecho que en corte y saturación (o zona ohmica para los MOS), la disipación de potencia de los transistores de potencia conmutados es muy baja (figura 118). Actualmente para este tipo de amplificadores, se utilizan transistores MOSFET de potencia como los denominados V-MOS. Inversores de fase transistorizados El circuito inversor de fase de la figura 119 está compuesto por un solo transistor, y basa su principio de funcionamiento en el hecho de que las señales de audiofrecuencia presentes en el colector y en el emisor son de polaridad o fase opuesta. Las resistencias R 4 y R 5 han de ser iguales para que exista la misma carga en ambos circuitos y, por consiguiente, en los puntos A y B se dispone de dos corrientes en contrafase equilibradas para aplicar a cada una de las bases de los transistores de la etapa final en contrafase. Si bien teóricamente R 4 y R 5 han de ser iguales, en la práctica debe existir alguna diferencia, ya que por R 5 circula la corriente de colector más la corriente de la base. 123

124 Figura 119. Etapa inversora de fase compuesta por un solo transistor El circuito de la figura 120 es un inversor de fase con dos transistores. La señal de salida se aplica solamente a la base del transistor T1 a través del condensador C 1. La resistencia de carga del colector está formada por dos resistencias (R 3 y R 4 ), de cuyo punto de unión se extrae parte de la señal que circula por ellas para ser amplificadas por el transistor T2. Para ello se envía a la base T2 a través del condensador C 2, el cual evita a su vez el paso de la componente continua hacia la base del citado transistor. Una vez amplificada la señal por T2, adquiere en el circuito de colector de dicho transistor la misma amplitud que en el colector T1, pero de polaridad opuesta. Figura 120. Circuito inversor de fase con dos transistores Amplificadores de potencia con transistores complementarios El transformador de salida presenta los inconvenientes del transformador de desfase. Por este motivo se han diseñado diversos circuitos en los que no se utiliza dicho transformador. La primera solución es el circuito denominado single-ended push-pull o contrafase serie, en el que se suprime el transformador de salida, mientras que el transformador de entrada posee dos secundarios que atacan por separado y en oposición de fase a los transistores de salida. Los transistores están conectados en serie y la tensión alterna que aparece en el punto de unión se aplica directamente al altavoz. 124

125 Figura 121. Esquema de un circuito amplificador single-ended push-pull Sin embargo, la solución mas idónea es la de no utilizar ningún transformador. El siguiente circuito esta dotado de dos transistores complementarios, es decir, dos transistores de características idénticas pero uno es PNP y el otro es NPN. El transistor T1 trabaja en clase A y R constituye su carga. La señal alterna obtenida en el circuito de colector de T1 pasa directamente a las bases de T2 y T3. Si la impedancia de entrada en continua de T2 y T3 es elevada, toda la corriente continua de T1 para por R, por lo tanto la tensión en las bases de T3 y T4 está determinada, en reposo, por la resistencia R y la corriente de colector T1. Figura 122. Esquema de un circuito amplificador de potencia con transistores complementarios en el que no se utiliza ningún transformador Al aplicar una tensión alterna al transistor T1, esta queda amplificada por dicho transistor y aplicada a las bases de T2 y T3. Durante el semiciclo positivo del transistor T3 conduce, lo cual hace que el punto A se haga más positivo que el positivo de la fuente de alimentación. Durante este semiciclo el condensador C suministra toda la energía. La corriente que circula por el altavoz, por el condensador c y por el transistor T3 es en realidad una corriente de descarga de c; la alimentación no interviene en este caso. Por el contrario, durante el semiciclo negativo es el transistor T2 el que se hace conductor, y la corriente, procedente de la fuente de alimentación, circula por el altavoz, por el condensador C y por el transistor T2. Durante este segundo semiciclo el condensador C se carga y recibe toda la energía que deberá suministrar durante el semiciclo siguiente. 125

126 Cuando la corriente o la potencia sobre pasen los límites de los transistores complementarios, se utiliza el circuito que se muestra a continuación. Figura 123. La adición de un par de transistores de mayor potencia al circuito de la figura anterior, permite aumentar la corriente o la potencia de salida. En este circuito se amplifica la corriente de los transistores complementarios mediante un par de transistores de mayor potencia. Amplificador final con circuito integrado Existen multitud de circuitos integrados diseñados para ser utilizados como amplificadores de potencia, presentando unas características muy interesentes que simplifican notablemente el circuito. El circuito integrado TDA 1 004A es un amplificador de baja frecuencia de potencia clase B en cápsula DIL 16. Este circuito integrado posee una ganancia en alterna igual que en continua y no precisa red de realimentación alguna. Consta de dos amplificadores separados acoplados en alterna externamente (patitas 4 y 5) Figura 124. Amplificador de potencia con el circuito integrado TDA 1004ª. Las características principales del circuito integrado, y que se hacen extensibles a la gran mayoría de amplificadores de potencia integrados son: Reducido numero de componentes periféricos 126

127 Limitación térmica: la ganancia del circuito decrece cuando la temperatura del cristal excede de 150 C. Protección contra cortocircuitos continuos de la carga. Gran rechazo de rizado. Baja resistencia térmica del encapsulado lo que permite utilizar refrigeradores relativamente pequeños. La señal procedente del preamplificador se aplica a la patita 3, obteniéndose la señal de salida del primero de los dos amplificadores de que consta de la patita 4. Mediante el condensador C 1, de 0.1μf, se aplica la señal de salida del primer amplificador a la entrada del segundo, la cual se encuentra en la patita 5. La señal de salida del segundo amplificador, y que se aplica al altavoz, se obtiene en la patita 12. Distorsiones en los amplificadores Al reproducir un sonido debe procurarse que éste sea lo mas fiel posible al sonido original. Siempre existe una diferencia, por pequeña que sea entre el sonido reproducido y el original. Esta diferencia entre ambos sonidos es lo que se denomina distorsión. Si a la entrada de un amplificador se aplica un sonido puro (figura 125a), y a la salida se obtiene la forma de una forma de onda, la cual ya no será una senoide pura (figura 125b), sino la suma de la onda fundamentalmente introducida más los armónicos 2 y 3 podemos decir que se ha producido una distorsión del sonido aunque la señal de salida posea la misma frecuencia que la de entrada (mismo tono) el timbre es diferente. Figura 125. Ejemplo de distorsión a) señal senoidal a la entrada de un amplificador. b) señal a la salida c) onda fundamental y el segundo y tercer armónico de ella, que son la causa de la distorsión. 127

128 Los diversos tipos de distorsión son los siguientes: Distorsión de amplitud armónica o no lineal Distorsión de frecuencia Distorsión de fase Distorsión de transitorios Distorsión de intermodulación Distorsión de amplitud armónica o no lineal La distorsión de amplitud es debida a la falta de linealidad del sistema. Supongamos un amplificador cuya ganancia g es de 400 y cuya señal de entrada E e es de 200 mv. La señal de salida de dicho amplificador será, pues, de: Es decir: E e = E e g E s = 0.2V (400) = 80V Toda señal de entrada comprendida entre 0 y 200mV será, pues, amplificada por el amplificador sin que se produzca distorsión a su salida, es decir, que la señal a la salida será fiel reflejo de la señal de entrada. Por lo tanto se dice que entre 0 y 200mV el amplificador trabaja en la zona lineal. Figura 126. Cuando un amplificador trabaja dentro de su zona lineal, no se produce distorsión de amplitud. Supongamos ahora que la señal senoidal aplicada a la entrada del amplificador sea de 300mV. En este caso la señal de salida ya no es senoidal, puesto que el amplificador trabaja en una zona no lineal, por lo que existe una distorsión. 128

129 Figura 127. Si la señal de entrada es excesiva, el amplificador pasa a trabajar en su zona no lineal, introduce una distorsión de amplitud. Este tipo de distorsión es debido a que la ganancia de un amplificador varía con la amplitud de la señal de entrada, al sobre pasarse la respuesta lineal del mismo. Efectivamente, la ganancia g del amplificador será: g =( E s / E e )= (100/0.3) g = la denominación de distorsión de amplitud armónica se debe al hecho de que cualquier onda no senoidal puede ser considerada como la suma de un onda fundamental con un cierto número de armónicos de ella, y como la señal de salida en este tipo de distorsión no es senoidal, podemos decir que se ha introducido un cierto número de armónicos de la señal de entrada. Distorsión de frecuencia Un amplificador cuya respuesta de frecuencia sea la representada por la figura 128, es decir, un amplificador capaz de amplificar 30dB todas aquellas señales comprendidas entre 100Hz y 10kHz aproximadamente; para señales cuyas frecuencias sean inferiores o superiores al límite de frecuencias citado, la amplificación es inferior a los 30dB. Figura 128. Respuesta de frecuencia de un amplificador En acústica no existen sonidos puros, es decir que todas las ondas sonoras van acompañadas de armónicos, los cuales son la causa de una de las cualidades principales del sonido: su timbre, si aplicamos a la entrada del citado amplificador una 129

130 señal compuesta por una onda fundamental y un segundo armónico (figura 129), y consideramos que la onda fundamental es de 7.5kHz, esta onda será amplificada 30dB, su segundo armónico, cuya frecuencia es de 15kHz, será amplificado sólo 10dB. Figura 129. A la izquierda la señal aplicada a la entrada de un amplificador, compuesto por una onda fundamental y el segundo armónico. A la derecha, señal a la salida del amplificador, la cual no es igual a la de entrada debido a que el amplificador no ha amplificado correctamente el segundo armónico. La relación entre la amplitud del segundo armónico y la onda fundamental no será por tanto igual a la entrada y a la salida del amplificador por lo que la señal compuesta a la salida presentará una diferencia más o menos acusada con respecto a la señal de entrada. Esta distorsión provocada por la distinta amplificación de las señales según sea su frecuencia, es la llamada distorsión de frecuencia y el efecto producido por ella es un cambio en el timbre del sonido reproducido con respecto al original. Para evitarlo es preciso que la respuesta en frecuencia del amplificador sea lo más amplia posible, es decir, que amplifique por igual desde la señal de frecuencia más baja hasta señales cuya frecuencia sea muy superior a los límites de audibilidad del oído. Como se sabe, un sonido es rico en armónicos y bien timbrado cuando la onda fundamental esta acompañada de armónicos (hasta el sexto o séptimo). Distorsión de fase Consideremos un amplificador cuya curva de respuesta de fase sea la representada en la figura 130, apliquemos a la entrada de dicho amplificador una onda fundamental de 1KHz y su tercer armónico. En la curva de respuesta de fase puede obtenerse el ángulo correspondiente a cada una de estas frecuencias. Así, la onda fundamental de 1KHz le corresponde un ángulo de 0, y a su tercer armónico 3KHz le corresponde un ángulo de 30 en adelante. 130

131 Figura 130. Curva de respuesta de fase de un amplificador Comparando las ondas de entrada y salida del amplificador, se observa que las ganancias de ambas frecuencias son iguales, es decir, no hay distorsión de frecuencia, pero al sumar a la salida la onda fundamental con su tercer armónico desplazado 30 en adelanto, la forma de onda resultante es diferente a la de entrada. Figura 129. A la izquierda la señal aplicada a la entrada de un amplificador, compuesto por una onda fundamental y el tercer armónico. A la derecha, señal a la salida del amplificador, la cual no es igual a la de entrada debido a que el amplificador introduce una distorsión de 30 en adelanto al el tercer armónico. La distorsión debida al desfase de las distintas frecuencias se denomina distorsión de fase y, aunque el perfil de la onda queda desdibujado, el oído humano no percibe prácticamente ninguna diferencia entre el sonido de entrada y salida, debido a que solo es sensible al contenido de armónicos y no a su fase relativa. Distorsión de transitorios Cuando la señal aplicada a la entrada de un amplificador sufre una brusca variación, el altavoz es incapaz de seguir dicha variación instantáneamente, sino que precisa un intervalo de tiempo. Este intervalo de tiempo depende, entre otras causas, del amortiguamiento del sistema y, por analogía con los circuitos eléctricos con autoinducción y resistencia, la constante de tiempo de respuesta del altavoz dependerá de la relación entre la resistencia mecánica y la masa. Para disminuir la distorsión de transitorios, se recurre a alimentar los altavoces con un amplificador cuya impedancia de salida sea baja de (4 u 8Ω ). En la figura 131 se puede ver la comparación entre la señal rectangular (a), aplicada a la entrada de un amplificador, y la misma señal en bornes del altavoz (b), respectivamente. 131

132 Figura 131. En a) la señal rectangular aplicada a la entrada de un amplificador y en b) la misma señal en bornes del altavoz Distorsión de intermodulación Cuando en un sistema no lineal se mezclan señales de dos frecuencias, se produce el fenómeno denominado heterodinaje. Este fenómeno consiste en la aparición a la salida de ondas de frecuencias suma y diferencia de las dos ondas de entrada; además, por la falta de linealidad, se produce una distorsión de amplitud. Como consecuencia de todo lo expuesto, aparecen armónicos de las dos ondas y se produce heterodinaje entre las dos ondas fundamentales y los citados armónicos, por lo que la señal de salida deja de ser reflejo de la señal de entrada. Realimentación de amplificadores La realimentación puede ser positiva o negativa. Recibe el nombre de positiva cuando la señal de salida está en fase con la señal de entrada. Por el contrario, es negativa cuando la señal de salida está en oposición de fase con la señal de entrada. En esta última la que interesa en los amplificadores de audio, ya que con ella es posible obtener la misma potencia de salida con un porcentaje de distorsión menor, dentro de un intervalo de frecuencias mayor y a costa solamente de una reducción de sensibilidad. La realimentación positiva es utilizada en los circuitos osciladores, cuya aplicación en alta fidelidad es la de borrado de cintas en magnetófonos. Realimentación negativa de tensión Consideremos un divisor de tensión formado por las resistencias R 1 y R 2 conectadas a la salida de una etapa amplificadora, se obtiene la tensión de salida del amplificador. La tensión de salida queda repartida proporcionalmente en bornes de las resistencias R 1 y R 2, por lo que si tomamos la tensión V r en bornes de R 2 y la aplicamos de nuevo a la entrada se tiene: Si la tensión V r está en fase con la tensión V aplicada al amplificador, la tensión V 1 de entrada será igual a la suma de ambas señales, y la realimentación es positiva. Si la tensión V r está en oposición de fase con la tensión V aplicada al amplificador, la tensión de entrada V 1 será igual a la diferencia de ambas señales. 132

133 Figura 132. Realimentación negativa de tensión de un amplificador Realimentación negativa de intensidad En la realimentación de intensidad, la tensión de realimentación V r depende de la resistencia R 1 o impedancia de utilización, y es proporcional a la intensidad de la corriente en esta resistencia o en esta impedancia. En los amplificadores de baja frecuencia la realimentación de tensión es más corriente ya que disminuye la resistencia interna de amplificador. Figura 133. Realimentación negativa de intensidad de un amplificador. En el caso de una realimentación de tensión, la tensión V r se calcula: V r = (V 2 /R 1 +R 2 ) R 2 Y en el caso de una realimentación de intensidad, la tensión V r se obtiene a partir de la formula: V r =( V 2 * R 2 ) / R 1 133

134 Figura 134. Curva característica de respuesta de un amplificador no realimentado Figura 135. Curva característica de respuesta de un amplificador realimentado Coeficiente de realimentación La ganancia de un amplificador con realimentación negativa g r se obtiene dividiendo la ganancia g del amplificador sin realimentar por la suma de 1 y el producto de la ganancia g por el coeficiente de realimentación, es decir: g r = g / ( 1 + rg) Características técnicas de los amplificadores A continuación vamos a exponer todas las características técnicas de un amplificador integrado (figura 136), es decir de un amplificador del que se reúne, en una caja común, el preamplificador y amplificador de potencia. Figura 136. Amplificador estereo integrado SU-V9 de TECHNICS Las características técnicas a considerar en un amplificador de alta fidelidad son las siguientes: 134

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